《电子技术基础（数字部分）》第 9 章脉冲波形的变换与产生

脉冲波形的变换与产生

_落纸

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_落纸 · 2025-06-21 00:20:23 发布

9.3.2 施密特触发电路组成的多谐振荡电路

在数字电路中，常常需要各种脉冲波形，例如时序电路中的时钟脉冲、控制过程中的定时信号等。这些脉冲波形的获取，通常有两种方法：

① 用脉冲信号产生电路直接产生；
② 将已有信号通过波形变换电路获得。

本章首先介绍用门电路组成的单稳态电路、施密特触发电路和多谐振荡电路，然后讨论555定时器和用它构成的波形变换、产生电路。

9.1 单稳态电路

单稳态电路：又称为常用于脉冲的变换、延时和定时等。

它的工作特点如下：

① 电路的输出有稳态、暂稳态两个不同的工作状态。

② 没有外加触发脉冲作用时，电路处于稳定状态，简称稳态。

③ 在外加触发脉冲作用下，电路会由稳态翻转到暂稳态。电路的暂稳态在维持一段时间后，会自动返回到稳态。暂稳态的持续时间取决于电路本身的参数（RC），与触发脉冲无关。

9.1.1 逻辑门组成的单稳态电路

逻辑门：分离元件

（1）电路组成及工作原理

单稳态电路可由逻辑门和R、C电路组成。

根据R、C电路连接方式不同，单稳态电路分为：微分型单稳态电路、积分型单稳态电路。

图9.1.1所示为微分型单稳态电路。图中的R、C按微分电路方式连接在G1门的输出端和G2门的输入端之间。两个电路采用了不同的逻辑门，需要外加的触发信号不同，输出脉冲也不一样。假定CMOS门的输出高电平Voh ≈ VDD，输出低电平VoL ≈ 0V，阈值电压VTH ≈ VDD/2。

下面仅讨论图9.1.1(a)所示微分型单稳态电路的工作原理。

① 没有触发信号时，电路处于稳定状态

在正常情况下，vi为低电平，由于门G2的输入端经电阻R接VDD，即Vi2=VDD，故Vo=0；这样，或非门G1的两输入端均为低电平，故Vo1=VDD，电容C两端的电压差接近0 V，电路处于稳定状态。在触发脉冲到来之前，电路一直保持这一稳态不变。

② 在输入端加触发信号时，电路由稳态翻转至暂稳态

输入正向触发脉冲时，在Rd和Cd组成的微分电路输出端得到很窄的正、负脉冲Vd，如图9.1.2所示。

当Vd上升到门G1的阈值电压VTH时，在电路中产生如下正反馈过程：

这一正反馈过程使Vo1迅速地从高电平跳变为低电平。由于电容C两端的电压不能瞬间突变，Vi2也跳变为低电平，这又引起Vo跳变为高电平，电路进入暂稳态，即Vo1≈0，Vo≈VDD。此时，即使Vd已返回到低电平，由于Vo为高电平，或非门G1也会使Vo1维持在低电平。但由于电容C的存在，电路的这种状态是不能长久保持的，所以称之为暂稳态。

③ 暂稳态期间电容器C充电，电路自动从暂稳态返回至稳态。

在暂稳态期间，vo1≈0，电源VDD会经电阻R对电容C充电，Vi2按指数规律升高，一旦Vi2达到门G2的阈值电压VTH时，电路又产生下述正反馈过程:

假如此时触发脉冲已消失(即Vd已回到低电平)，上述正反馈过程使Vo1、Vi2迅速跳变到高电平，输出返回到 Vo≈0 V的状态。此后，电容通过电阻R和门G2的输入保护电路放电，使电容C上的电压最终恢复到稳定状态时的初始值，电路从暂稳态自动返回到稳态。

（2）主要参数的计算

① 输出脉冲宽度tw

输出脉冲宽度tw就是暂稳态维持时间。它是RC电路在充电过程中，使Vi2(即电容电压Vc)从0V上升到VTH所需时间。

以触发脉冲作用的t1时刻为起点，由图9.1.2所示Vi2的波形可知，Vc(0)=0；Vc(∞)=VDD，τ=RC，Vc(tw)=VTH=VDD/2。将这些值代入到RC电路过渡过程的计算公式(也称三要素法公式）

求得输出脉冲宽度

tw = RCln2

可取近似值

tw ≈ 0.7RC

可见，tw仅由电路本身的R、C参数值决定，与触发脉冲的宽度和幅度无关。

实现最简单的定时，但是精度有限、范围有限（没法很小、也没法很大）。

② 恢复时间tre

暂稳态结束后，要使电路完全恢复到稳定状态，还需要经过一段恢复时间，以便电容C能够释放掉暂稳态期间所充的电荷。一般认为，恢复时间要经过放电时间常数的3~5倍，RC电路才基本达到稳态。

③ 最高工作频率fmax

设触发信号Vi的周期为T，为了使单稳态电路能正常工作，应满足T>( tw+tre)的条件，因此，单稳态电路的最高工作频率为

9.1.2 集成单稳态电路

用逻辑门组成的单稳态电路虽然结构简单，但它存在触发方式单一、输出脉宽调节范围小，稳定性差等缺点。为了提高单稳态电路的性能，可以采用表9.1.1所示的单片集成电路。

根据电路工作特性不同，集成单稳态电路分为：不可重复触发、可重复触发两种。

不可重复触发单稳态电路的逻辑符号和工作波形如图9.1.3(a)所示。

方框中的限定符号表示不可重复触发——当触发信号使电路进入暂稳态后，电路不再接受新的触发信号，原有的暂稳态过程会持续下去，直到结束为止。即不可重复触发电路只能在稳态接受触发信号。——不可叠加触发

可重复触发单稳态电路的逻辑符号和工作波形如图9.1.3(b)所示，方框中的限定符号表示可重复触发——在暂稳态期间，电路能够接受新的触发信号，重新开始暂稳态过程。即电路的暂稳态将从最后一个触发沿到达时刻开始，再延时tw时间后返回到稳态，这样暂稳态的时间就被延长了。——可叠加触发

下面以74121为例，介绍不可重复触发的集成单稳态电路的使用方法。

74121的组成如图9.1.4所示(点画线框外部的数字为芯片的引脚号)。

G2：这是施密特触发与门，内部带 “∫∫” 形状（实际是施密特触发特性的象征）的与门图形，表明它是具有施密特触发功能的与门，能对输入信号进行整形，抗干扰能力强，常用于数字电路中处理缓慢变化或受干扰的信号。

它的功能如表9.1.2所示。

边沿触发：
~A1单边沿触发
~A2单边沿触发
~A1、~A2双边沿触发
B单边沿触发

功能表的前4行说明了电路的稳定状态，Q为低电平，~Q为高电平；功能表的后5行给出了电路进入暂态的条件。

在下述两种情况下，在Z点会产生正向触发脉冲，74121由稳态翻转到暂稳态：

① 若~A1、~A2两个输入中有一个或两个为低电平，输入端B出现由0到1的正向跳变时；
② 若B为高电平，输入端~A1、~A2中有一个或两个出现由1到0的负向跳变时(不产生跳变的输入端必须保持高电平)。

74121输出脉冲的宽度主要取决于所使用的电容Cext和电阻Rext（或Rint）的实际值。它的输出脉冲宽度为

定时电容Cext连接在芯片的10、11引脚之间，如果采用电解电容时，其正极必须接在Rext/Cext(11脚)上，允许外接电解电容的最大值为1000μF。对于定时电阻可选择外接电阻Rext或芯片内部电阻Rint(2kQ)。通常Rext的取值范围为2~40 kQ。

74121采用外接电阻Rext或者内部电阻Rint的电路连接分别如图9.1.5(a)、(b)所示。

74121的工作波形如图9.1.6所示。

9.1.3 单稳态电路的应用

（1）定时

在图9.1.7(a)框图中，单稳态电路的输出VB作为与门定时控制输入，只有在VB输出高电平(时间为tw)时，VA信号才有可能通过与门，其工作波形图如图9.1.7(b)所示。单稳态电路RC的取值不同，tw的长短则不同，通过与门的脉冲个数也会随之改变。

（2）延时

单稳态电路另一用途是实现脉冲的延时。用两片74121组成的脉冲延时电路和工作波形分别如图9.1.8(a)、(b)所示。从波形图可以看出，Vo脉冲的上升沿，相对输入信号Vi的上升沿延迟了tw1时间。

（3）消噪

机制①——Vi的低电平会引起D跟随器的异步复位，让Vo跟随Vi的低电平。

机制②——Vi的输入上升沿会触发~Q的门宽tw的向下脉冲信号，在这个脉冲信号结束的上升沿触发D跟随器，让Vo跟随此时的Vi——显然正常的输入信号的上升沿后高电平要维持过tw，才能让Vo跟随Vi的高电平，且一直跟随到Vi的低电平，然后又会继续跟随Vi的低电平。

机制③——消噪：用时宽tw（可控）鉴别噪声，比tw短的上升沿高电平噪声信号，无法触发后级D跟随器跟随高电平，D跟随器将维持低电平。

9.2 施密特触发电路

在模拟电路中，曾经讨论过由集成运放构成的施密特触发电路(迟滞比较器)，这里我们将介绍数字技术中常用的施密特触发电路。

施密特触发电路常用于波形变换、幅度鉴别等。

也称施密特触发器。

它的工作特点如下：

（1）电路属于电平触发。当输入信号达到某一电压值时，输出电平会发生跳变。但输入信号在增大、减小的过程中，引起输出状态跳变所对应的输入电压值是不相同的。
（2）电路内部采用正反馈来加速电平的转换，可以将边沿变化缓慢的信号变换成边沿陡直的矩形脉冲。

9.2.1 逻辑门组成的施密特触发电路

（1）电路组成

由逻辑门构成的施密特触发电路如图9.2.1所示。

两个CMOS反相器串接，通过电阻R1、R2将输出端的电压反馈到门G1的输入端，从而对电路产生影响。

（2）工作原理

设CMOS反相器的阈值电压VTH≈VDD/2，且电阻R1<R2。

根据图9.2.1，门G1的输入电平Vi1决定着电路的输出状态。根据叠加原理有

设输入信号Vi为三角波。
①当Vi=0V时，输出Vo=VoL≈0V，此时，Vi1≈0V。
②当Vi从0V开始逐渐增加时，Vi1也会上升，但只要Vi1<VTH，电路就会保持Vo≈0V不变。

因为R2引入正反馈，当Vi增加到使Vi1略大于VTH时，门G1就会进入到它的电压传输特性转折区(放大区)，并在电路中产生如下正反馈过程：

这样，电路状态就会迅速地从低电平跳变为高电平，即Vo~VDD。
我们把输入信号在上升过程中，使电路的输出发生状态跳变时所对应的输入电压称为正向阈值电压，用VT+表示。在电路状态发生跳变之前，Vo≈0V，根据式(9.2.1)得

在Vi1=VTH之后，如果Vi继续上升，则Vi1>VTH输出维持Vo≈VDD不变。
当Vi经过三角波最高点后开始逐渐减小时，Vi1也会随着下降。当Vi减小到使Vi1略小于VTH时，门G1再次进入其电压传输特性转折区，电路产生如下的正反馈过程:

这样，使电路的输出迅速地从高电平跳变为低电平，即Vo≈0V。

我们将输入信号在下降过程中，使电路的输出发生跳变时所对应的输入电平称为负向阈值电压，用VT-表示。在电路状态发生跳变之前，Vo≈VDD，根据式(9.2.1)有

将VDD=2VTH带入可得

定义正向阈值电压VT+与负向阈值电压VT-之差为回差电压，并记作△VT。由式( 9.2.3)和式(9.2.4)可求得

式( 9.2.5)表明，电路的回差电压与R1/R2成正比，改变R1、R2的比值即可调节回差电压的大小。

（3）工作波形及电压传输特性

根据以上分析，可画出电路的工作波形如图9.2.2所示。

以Vo作为电路的输出端时，其电压传输特性和逻辑符号如图9.2.3(a)所示。根据输入、输出电平之间的对应关系，可以称之为同相输出施密特触发电路。而以Vo1作为输出端时，其电压传输特性如图9.2.3(b)所示，称之为反相输出施密特触发电路。

9.2.2 集成施密特触发电路

集成施密特触发电路性能稳定、使用方便，其正向阈值电压VT+与负向阈值电压VT-比较稳定，有很强的抗干扰能力，应用较为广泛。

TTL和CMOS集成电路中都有施密特触发电路，表9.2.1列出了一些常用的集成施密特触发电路。由于其内部电路较为复杂，这里就不做进一步地介绍了。

9.2.3 施密特触发电路的应用

（1）波形变换

施密特触发电路常用于波形变换——如将正弦波、三角波等变换成矩形波等。

将幅值大于VT+的正弦波送到施密特触发电路的输入端，根据施密特触发电路的电压传输特性，可画出输出电压波形，如图9.2.4所示。

结果表明，利用施密特触发电路在状态变化过程中的正反馈作用，可将边沿变化缓慢的周期性信号变换成与其同频率、边缘陡直的矩形波。

（2）波形的整形与抗干扰

在工程实际中，常遇到信号在传输过程中发生畸变的现象。例如，当传输线上电容较大，矩形波在传输过程中，其上升沿和下降沿都会明显地被延缓，其波形如图9.2.5(a)所示。又如传输线较长，且接收端的阻抗与传输线的阻抗不匹配，则在波形的上升沿和下降沿将产生阻尼振荡，如图9.2.5(b)所示中的输人信号。

对上述信号波形在传输过程中产生的畸变，均可采用施密特触发电路整形。图9.2.5(a)、(b)所示施密特触发电路工作波形说明，只要回差电压合适，就可达到理想的整形效果。

（3）幅度鉴别

施密特触发电路属电平触发方式，即其输出状态与输入信号Vi的幅值有关。利用这一工作特点，可将它作为幅度鉴别电路。例如，在施密特触发电路输入端输入一串幅度不等的脉冲信号，只有幅度大于VT+的那些脉冲才会使施密特触发电路翻转，Vo有脉冲输出；而对于幅度小于VT-的脉冲，施密特触发电路不翻转，Vo没有脉冲输出。因此，可以选出幅度大于VT+的脉冲，电路的输入、输出波形如图9.2.6所示。

施密特（迟滞比较器）：

① 输入大于VT+就输出VDD

② 输入小于VT-才输出0

③ 电压在中间呈纹波变化，输出稳定不变。

9.3 多谐振荡电路

多谐振荡电路：是一种自激振荡电路，它在接通电源后，不需要外加输入信号，电路就能自行产生―定频率和一定幅值的矩形波。

由于矩形波含有丰富的谐波分量，所以称为多谐振荡电路。

多谐振荡电路在工作过程中没有稳定状态，故又被称为无稳态电路。

多谐振荡电路常作为时钟脉冲信号源。

多谐振荡电路的组成形式有多种，但它们的结构有如下共同特点：
（1）电路中含有开关器件，如逻辑门、电压比较器等，其作用是产生脉冲信号的高、低电平。
（2）电路中含有反馈延时环节，其作用是将输出电压延时后，再反馈到开关器件的输入端，以改变输出状态，得到矩形波。延时环节一般由RC电路组成。

9.3.1 逻辑门组成的多谐振荡电路

（1）电路组成及工作原理

多谐振荡电路如图9.3.1所示。图(b)给出CMOS集成反相器内部电路，其中D1、D2、D3、D4均为保护二极管，避免Vi电压过高或过低损坏MOS管的栅极。

设CMOS反相器的阈值电压为VTH =VDD/2，电路的工作原理如下：

① 第一暂稳态及电路自动翻转的过程

在接通电源瞬间，电路状态是随机的，电容C尚未充电。这里假定开始时Vi为低电平，Vo1为高电平VoH，由于门G2的反相作用，Vo为低电平VoL，此状态定义为电路的第一暂稳态。此时，电源经门G1的Tp1管、R和门G2的TN2管给电容C充电，如图9.3.1(b)所示。随着充电时间的增加，Vc的值按指数规律不断上升。由于此时D1和D2处于截止状态，且MOS管栅极是绝缘的，所以R1中无电流，是等势体，Vi跟随Vc升高，当Vi上升到反相器G1的阈值电压VTH时，电路将发生下述正反馈过程：

这一正反馈过程使Vo1 = VoL，Vo=VoH电路转入第二暂稳态。

② 第二暂稳态及电路自动翻转的过程

在电路进入第二暂稳态瞬间，Vo从0V上跳至VDD，由于电容两端电压不能突变，使得Vc也跟着上跳相同的幅值，Vc由VTH跳变为VT+VDD ≈ 1.5VDD。在Vc跳变瞬间，D1会导通，但由于R1的存在，并不会影响Vc的值。随后，电容C放电，其放电通路为VDD、门G2的Tp2、电阻R和门G1的TN1(因R1的阻值比R大，且R1上的压差较小，故流过R,的电流较小，可以忽略)，于是Vc下降，Vi也下降，一旦Vi降至VTH后，电路又产生如下正反馈过程：

这一正反馈过程使Vo1升高而Vo降低。Vo下跳VDD，使Vc也跟着下跳VDD，所以Vc由VTH变为 VTH-VDD ≈ -0.5 VDD，电路返回到第一暂稳态，即Vo1 =VoH，Vo=VoL。

此后，电路重复上述过程，不断地从一个暂稳态翻转到另一个暂稳态，于是，在门G2的输出端得到方波信号。电路工作波形图如图9.3.2所示。

由上述分析可见，多谐振荡电路两个暂稳态的转换过程是通过电容C充、放电作用来实现的。

（2）振荡周期的计算

多谐振荡电路的振荡周期与两个暂稳态时间(图中的T1、T2)有关，而两个暂稳态时间又分别由电容的充、放电时间决定。为了便于计算，忽略门G1输出电阻和R1支路对电容充放电的影响，根据RC电路过渡过程分析，对于充电过程，以t1作为起点，有Vc(0+)=VTH-VDD，Vc(∞)=VDD，Vc(T1)= VTH，代入式(9.1.1)后，得到

对于放电过程，以t2作为起点，有Vc(0+)=VTH+VDD，Vc(∞)= 0，Vc(T2)=VTH，代入式(9.1.1)后，得到

于是,振荡周期的表达式为

当VTH=VDD/2时，得到

由于相同型号CMOS门的VTH有差异，这会影响周期T，因此该电路仅用在对频率准确度和稳定度要求不高的场合。如果去掉电阻R1，将Vc直接加到门G1输入端，则在Vo发生跳变时会使保护二极管导通，并限制Vc的跳变幅度，从而改变C的充、放电时长，显著地影响输出信号的周期(见习题9.3.1)。

如果在图9.3.1中使用低功耗肖特基TTL反相器，也可以输出脉冲波形，但为了使电路容易起振，要求电阻R1为0，电阻R的取值不宜过大，典型值为500 Ω~1 kΩ，电容C可根据振荡频率的要求选择。

注意，在图9.3.1所示电路中，由于R1和门G1输入电容的影响，导致门G1输入信号的上升时间相对较长，在每次状态转换期间会受到高频振荡(大约100 MHz)的困扰。改进方案是增加一个小电容C1(47 pF)来加速门G1翻转，一个输出信号频率为1 kHz的实用电路如图9.3.3所示。

9.3.2 施密特触发电路组成的多谐振荡电路

由于施密特触发电路有VT+和VT-两个不同的阈值电压，如果能使它的输入电压在VT+和VT-之间反复变化，就可以在输出端得到知形波。将施密特触发电路的输出端经RC积分电路接回其输入端，利用RC电路充、放电过程改变输入电压，即可用施密特触发电路构成多谐振荡电路，如图9.3.4( a)所示。

假设在电源接通瞬间，电容器C的初始电压为零，则输出电压Vo为高电平。Vo通过电阻R对电容器C充电，Vc会逐渐上升，当vc达到 VT+时，施密特触发电路翻转，Vo由高电平跳变为低电平。此后，电容器C又开始放电，Vc逐渐下降，当Vc下降到VT-时，电路又发生翻转，Vo又由低电平跳变为高电平，C又被重新充电。如此周而复始，在电路的输出端，就得到了矩形波。其工作波形如图9.3.4(b)所示。

设在图9.3.4(a)中采用CMOS施密特触发电路CD40106，已知 VoH≈VDD、 VoL≈0 V，则根据式(9.1.1)，可求出图9.3.4(b)中输出电压Vo的周期为

注意，使用带有施密特特性的CMOS反相器组成振荡电路时，虽然振荡波形较好，但由于VT+、VT-各自存在一定的变化范围，例如，CD40106B在5V供电时，其正向阈值电压介于2.2~3.6V之间，负向阈值电压介于0.9~2.8V之间。这意味着具有相同R值和C值的不同振荡电路，其输出信号的频率会有差异。

9.3.3 石英晶体多谐振荡电路

前面介绍的多谐振荡电路，振荡频率不够稳定。从式(9.3.1)和式(9.3.5)可知，电路的振荡频率不仅与时间常数RC有关，而且还与门电路的阈值电压VTH有关。当电源电压波动，温度变化(引起门电路的阈值电压VTH变化)时，电路的振荡频率就会发生变化。在现代数字系统中，普遍采用石英晶体(其化学成分是SiO2)振荡电路来获得频率稳定的信号，石英晶体典型的频率范围是10kHz~10 MHz。

石英晶体的电路符号、电路模型和阻抗频率特性如图9.3.5所示。C0代表石英晶体不振动时支架静电容量，一般为几到几十皮法；L、C和R代表晶体本身的特性；L相当于晶体质量(机械振动惯性),其值很大，一般为几十到几百毫享；C相当于晶体的等效弹性模数，其值仅为10^-4~10^-1pF；R表示晶片振动时的摩擦损耗，其值为100 Ω左右。由于模型中L/C的比值很大，因而品质因数Q高达10 000 ~ 500 000。又由于石英晶体的固有频率仅与石英晶体的结晶方向和外尺寸有关，与电路中的电阻、电容无关。

所以，石英晶体振荡电路的频率稳定度极高，其频率稳定度

由电路模型可知，石英晶体有两个谐振频率。当R、L、C支路发生串联谐振时，该支路呈纯阻性，大小为R，此时的谐振频率为fs；当频率高于fs时，R、L、C支路呈感性，可与C0发生并联谐振，此时的谐振频率为fp。由于C<<C0因此fs与fp很接近(相差几十~几百Hz)。

利用石英晶体构成的振荡电路通常有两类：

一类是把谐振频率选择在fs处，石英晶体构成串联谐振型振荡电路；

一类是把振荡频率选在fs与fp之间，石英晶体等效电感元件，构成并联谐振型振荡电路。

（1）串联谐振型石英晶体振荡电路

串联谐振型石英晶体振荡电路如图9.3.6所示。石英晶体串接在由门G1、G2组成的正反馈电路中。当振荡频率等于晶体的串联谐振频率fs时，晶体阻抗最小，呈纯电阻特性，此时正反馈最强，且满足相位条件；而其他频率信号都被石英晶体衰减(由于电抗X较大)，所以电路的振荡频率就是fs。

图中，电阻R1和R2的作用是使反相器G1、G2在静态(电路没有振荡)时工作在电压传输特性曲线
的转折区(放大区)，使每个反相器成为具有很强放大能力的放大电路，有利于电路起振。如采用TTL门电路，R1和R2通常取值为0.5~2 kΩ之间；如采用CMOS门电路，其阻值则在5~ 100 MΩ之间。

电容C1、C2为两个反相器之间的耦合电容，它们的大小选择应使其在频率为f时的容抗可以忽略不计，这样，可保证G1和G2之间形成正反馈环路。

（2）并联谐振型石英晶体振荡电路

并联谐振型石英晶体振荡电路如图9.3.7所示。Rf是偏置电阻，其取值一般在10~100 MΩ之间，它的作用是设置直流静态工作点(VB=VA=VTH ≈ VDD/2)，保证CMOS反相器G1能工作在其电压传输
特性的转折区——线性放大状态，即反相器G1与Rf组成基本放大电路。图中，石英晶体谐振器的工作频率位于串联谐振频率fs和并联谐振频率fp之间，使晶体呈现电感特性，以便与电容C1、C2一起组成选频反馈网络，这个网络将B点输出信号的一部分反馈到输入端A，再由G1放大以维持振荡。放大电路和选频网络共同组成电容三点式振荡电路。反相器G2起整形缓冲作用，因为振荡电路输出信号接近于正弦波，经G2整形后变成矩形波，并且G2还能提高振荡电路的带负载能力。

电路的振荡频率由谐振回路的参数(C1、C2和石英晶体的等效电感Leq)决定，但与石英晶体本身的谐振频率十分接近。C1、C2的值一般取几十pF，其中C2用来微调振荡频率。由于振荡电路被限定在fs与fp之间的频率范围内工作，而在这一频率范围内，石英晶体的感抗曲线很陡峭，感抗稍有变化时，频率变化极小，使得电路频率稳定性很高。

石英晶振构成的秒脉冲信号产生电路如图9.3.8所示。图中，CC4060为异步二进制计数器/振荡器。它内部有14个串行级联的T触发器，其输出端Q4~Q10，Q12~Q14分别对应2^4~2^10和2^12 12~2^14分频。另外，在9、10、11这3个引脚上外接电阻、电容和晶振可以构成振荡电路，振荡信号可以从引脚9输出，同时也送到内部计数器进行分频，得到多种不同频率的输出信号。按照图中的电路连接，由晶振电路产生32768 Hz的基准时钟，经2^14分频后得到2Hz的脉冲信号输出，再经过D触发器构成的二分频器分频后，得到1 Hz的时钟信号输出。

9.4 555定时器及其应用

555定时器是一种模﹑数混合的中规模集成电路，它使用方便、灵活，应用极为广泛。用它可组成脉冲的产生、整形、延时和定时电路。下面介绍它的电路结构及其应用。

9.4.1 555定时器

双极型555定时器的电路结构如图9.4.1所示，它由3个电阻构成的分压器、电压比较器C1和C2、 基本SR锁存器、集电极开路的三极管T以及缓冲器G组成。集成电路8个引脚的名称和编号均标在点画线框外边。

~RD为直接清零输入端——只要~RD为低电平，不管其他输入端的状态如何，输出端Vo立即变为低电平。正常工作时，必须使~RD端处于高电平。

三极管T的作用是为外接的RC电路提供放电通路（放电管）；由于其集电极开路，所以使用时，第7脚一般都要外接一个上拉电阻。

比较器C1和C2的输出控制着基本SR锁存器和放电三极管T的状态。当控制电压端Vic悬空时(一般该端到地之间接0.01 μF左右的滤波电容)，三个5kQ电阻串联组成的分压器为比较器提供参考电压。比较器C1的参考电压为2Vcc/3，比较器C2的参考电压为Vcc/3。

综上所述，555定时器功能表如表9.4.1所示（表格中用×表示任意状态）

上面讨论时，假定控制电压端是悬空的，因而比较器C1和C2的参考电压分别为2Vcc/3和Vcc/3。

如果控制电压端(5脚)外接电压Vic，则比较器C1、C2的参考电压就变为Vic和Vic/2。

555定时器有双极性和CMOS两种类型。双极性型的电源电压为(4.5~18)V，输出高电平不低于电源电压的90%，且能够输出和吸收200 mA的输出电流。为了降低功耗，后来又生产了CMOS型产品，例如TLC555、ICM755都是CMOS器件，它的电源电压为(2~18)V，输出高电平不低于电源电压的95%，其吸收电流为100 mA ，输出电流为10 mA。为了提高集成度，后来还生产了双定时器产品(如 NE556A，ICM7556等)和四定时器产品(如NE558等)。

9.4.2 用555组成的施密特触发电路

将555定时器的阈值输入端和触发输入端连接在一起作为信号输入端，便构成了施密特触发电路，如图9.4.2(a)所示。控制电压端(5)接0.01 μF的滤波电容到地，有助于稳定比较器的参考电压。

如果输入Vi为三角波，电路的工作波形如图9.4.2(b)所示。

当Vi < Vcc/3时，根据555定时器功能表可知，输出Vo为高电平；
当Vi增加到满足Vcc/3 < Vi < 2Vcc/3时，输出Vo维持高电平不变；
一旦Vi > 2Vcc/3，Vo就由高电平跳变为低电平；
之后Vi再增加，Vo保持低电平不变。

如果Vi由大于2Vcc/3的电压值逐渐下降，只要Vcc/3 < Vi < 2Vcc/3，Vo仍然维持低电平不变；只有当Vi < Vcc/3时，电路才再次翻转，Vo由低电平跳变为高电平。.

可见，施密特触发电路能将输入缓慢变化的三角波整形成为矩形脉冲波输出。它的电压传输特性曲线如图9.4.3所示。

Vi在上升过程中，所对应的正向阈值电压为

Vi在下降过程中，所对应的负向阈值电压为

其回差电压为

若在控制电压端(5脚)加电压VR，则有VT+=VR，VT-=VR/2，△VT=VR/2；改变VR可以调节电路的回差电压。

9.4.3 用555组成的单稳态电路

用555构成的单稳态电路如图9.4.4所示。

点画线框内的R2、C2是微分电路，用于产生窄的触发脉冲；

二极管D1用以旁路正向脉冲，保护输入引脚。假设电路输出信号的脉冲宽度为tw，则要求tw远大于时间常数RC，一般按照下式来选取R2和C2的

R2·C2 = tw/10

电路的工作波形如图9.4.5所示。

电路无触发信号(Vi无负向脉冲)时，V2为高电平，电路工作在稳定状态(Vo=0)。此时，555内部的三极管T导通，电容C通过T放电，使Vc=0。

若在触发输入端加一个负向触发信号(Vi<Vcc/3)，Vo就会由低电平跳变到高电平，电路进入暂稳态，三极管T截止。此后，Vcc通过R向电容C充电，Vc按指数规律上升。当Vc上升到略大于2Vcc/3时，电路的输出Vo就会由高电平翻转为低电平，同时T导通，于是电容C放电，电路返回到稳定状态。

如果忽略三极管T的饱和压降，则Vc从0V上升到2Vcc/3的时间，即为输出电压Vo的脉冲宽度。由Vc的波形可知，Vc(0)=0，Vc(∞)=Vcc，Vc(tw)=VTH=2Vcc/3，τ=RC，将这些值代入RC电路过渡过程的计算公式(9.1.1)，求得Vo的脉冲宽度为

tw = 1.1RC

可见，tw与定时元件R、C的值有关，与输入触发脉冲和电源电压无关。通常R的取值在1kΩ~3.3 MΩ之间，电容取值为470 pF~470μF之间。这种电路产生的脉冲宽度可从几个微秒到数分钟，精度可达0.1%。

由图9.4.5可知，电路由外加到触发输入端的负向脉冲启动后，就会输出一个单脉冲，因此该电路也被称为单脉冲产生器。如果在电路的暂稳态持续时间内，加入新的触发脉冲(如图9.4.5中的虚线所示)，则该脉冲并不能改变555内部SR锁存器的状态，因此对电路不起作用，电路为不可重复触发单稳态电路。

【例1】……

用单稳态电路组成的脉宽调制电路如图9.4.6(a)所示。在单稳态电路的电压控制端输入一个称为调制信号的低频信号(例如，三角波或正弦波等)，当调制电压升高时，电路的阈值电压升高，输出的脉冲宽度随之增加；而当调制电压降低时，电路的阈值电压也降低，输出的脉冲宽度则随之减小。随着调制电压的变化，在单稳态电路的输出端，就可得到一串随控制电压变化的脉宽调制波形，如图9.4.6(b)所示。可见，引脚2的每一个触发信号产生一个脉冲输出。由于触发信号的周期为T，输出信号将是周期为T的矩形脉冲序列。调制信号对周期T没有影响，但它可以改变每一个输出脉冲的宽度。

脉宽调制电路常用于通信领域。用低频调制信号(例如，声音)改变高频信号的脉冲宽度，该高频信号称为载波。被调制的载波可以通过导线或者光缆等介质传输到接收器。接收器恢复出调制信号，用来驱动负载(例如，扬声器)。

9.4.4 用555组成的多谐振荡电路

由555定时器构成的多谐振荡电路如图9.4.7(a)所示。接通电源时，电容C未充电，Vc=0使Vo为高电平，555内部三极管T截止，电源Vcc通过串联电阻(R1+R2)给电容C充电，当vc上升到略大于2Vcc/3时，使Vo为低电平，同时T导通，此时电容C通过R2和T放电，Vc下降。当Vc下降到略小于Vcc/3时，Vo翻转为高电平。电容器C放电所需的时间为

tpL=0.7·R2·C

当放电结束时，T截止，Vcc将通过R1、R2向电容器C充电，Vc由上升Vcc/3到2Vcc/3所需的时
间为

tpL=0.7·(R1+R2)·C

当Vc上升到2Vcc/3时，电路又翻转为低电平。如此周而复始，于是，在电路的输出端就得
到一个周期性的矩形波。电路稳定工作时波形如图9.4.7(b)所示，其振荡频率为

由于555内部的比较器灵敏度较高，而且采用差分电路形式，用555构成的多谐振荡电路的振荡频率受电源电压和温度变化的影响很小。

图9.4.7(a)所示电路的tpL≠tpH，而且占空比固定不变。如要实现占空比可调可采用如图9.4.8所示电路。由于二极管D1、D2的单向导电特性，使电容器C的充电、放电回路分开，调节可变电阻，就可调节多谐振荡电路的占空比。图中，Vcc通过RA、D1向电容C充电，充电时间为

电容器C通过D2、RB及555中的三极管T放电，放电时间为

因而，振荡频率为

电路输出波形的占空比为

上面仅讨论了由555定时器组成的施密特触发电路、单稳态电路、多谐振荡电路，实际上，由于555定时器的比较器灵敏度高、输出驱动电流大、功能灵活，因而在电子电路中获得了广泛应用，限于篇幅，这里就不一一列举了。