2023全国电赛电源题：单相逆变器并联系统设计与实现

摘要：本文提出了一种基于双单相逆变器并联系统的设计方案，满足离网独立供电、并联均流运行及并网三种工作模式。系统采用电压/电流双闭环控制策略，实现24V±0.2V稳压输出（THD≤2%）和精确电流分配（误差±5%）。硬件上采用全桥逆变拓扑（42V DC输入），配合UCC21520驱动和STM32F407主控；软件上通过PR控制器实现瞬时电流跟踪，结合锁相环技术完成预同步并网。仿真与实物测试表明，系

Zeng9136

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Zeng9136 · 2025-07-07 15:41:49 发布

一、赛题分析

题目要求设计一个由“两个单相逆变器并联组成的系统”，具备以下工作模式：

单逆变器独立向负载供电；
双逆变器并联共同供电，并保证电流的自动均分；
双逆变器通过变压器并入220V电网（并网模式）。

核心要求为保证输出电压、电流精度和低谐波含量（THD≤2%），同时实现较高效率（≥88%），以及精确的电流分配控制。

二、技术难点分析

2.1 高精度输出电压与低THD控制

实现输出电压稳定在 24V±0.2V、频率保持在 50Hz±0.2Hz，需采用电压闭环控制，确保稳态精度；
总谐波失真需小于2%，需采用较高开关频率、较小死区时间，并合理设计的单相逆变器的LC滤波器。

2.2 双逆变器并联均流技术

两个单相逆变器的输出电流需按设定比例K进行精确分配，相对误差的绝对值控制在 ±5% 以内。这要求系统具备高精度电流采样，并采用瞬时值电流内环实现动态调节与抑制环流；
并网后总输出电流误差控制在±6% 内，需对总输出电流进行闭环调控。

2.3 并网同步技术

实现逆变器并网，需通过锁相环（PLL）获取电网电压的相位信息，确保输出电流与电网同频同相；
从离网切换至并网运行时，必须通过预同步技术，使并联系统的输出电压在频率、相位和幅值上与电网（变压器次级）保持一致，实现安全并网。

三、技术方案

3.1 硬件设计（硬件模块均可在tb“电赛海盗船”购买）

鉴于电子设计竞赛时间紧迫、调试过程中容易出错，本文提出了一种具有高安全性与高容错性的隔离设计方案。具体包括：隔离型驱动电路、隔离型采样电路以及隔离型辅助电源。

a) 单相全桥逆变器

单相全桥逆变器的输出电压Uo计算公式为

式中，m为单相逆变器的调制比，Vdc为逆变器直流侧电压。题目要求逆变器输出电压Uo=24V；单相逆变器调制比m为0.8附近时，其输出电压谐波含量较低。因此，可以推算得到直流侧输入电压Vdc约为42V。

进而，可得到单相逆变器的关键参数为：输入电压42V DC，输出电压24V AC（有效值），输出电流2A AC（有效值），单台单相逆变器的功率约为50W。

根据上述参数，可以设计出单相逆变器的详细硬件参数，见表1。图2展示了完成设计后的实物图。单相逆变器的硬件设计详情请参阅：逆变器一次通关！带你玩透单相逆变技术。

表1 单相全桥逆变器硬件参数

类别	型号	备注
直流侧电容	100V/220uF*2	电解电容
滤波电感	1.5mH*2	额定电流5A
滤波电容	100V/4.7uF*2	薄膜电容
功率开关管	IRF540N	100V/33A
驱动电路	关键芯片UCC21520	详细见文档

图1 单相逆变器实物图

2）驱动电路设计

驱动电路选用隔离式双通道栅极驱动芯片 UCC21520，具备 4A 峰值拉电流和 6A 峰值灌电流，能够稳定驱动最高频率达 5MHz 的功率 MOSFET、IGBT 及 SiC MOSFET，兼具高速与强驱动能力。电路设计详见：电赛电源速成--功率开关管选型与驱动电路设计。

图2 驱动电路实物图

3）主控板设计

主控板采用 STM32F407 主控芯片，具备高效的浮点运算能力，且集成丰富的 PWM 和 ADC 资源，能够满足复杂控制与高速采样的应用需求。电路设计详见：电赛电源速成--主控芯片选型与主控设计。

图3 主控板实物图

4）采样电路设计

采样电路采用高精度互感器与传感器，以确保电压、电流测量的精度，同时配备过压保护电路，有效防止 IO 端口因过压而受损。电路设计详见：电赛电源速成—直流采样与交流采样的设计。

图4 交流采样板实物图

图5 直流采样板实物图

5）辅助电源设计

辅助电源采用宽输入电压稳压芯片与隔离型电源模块，兼容直流与交流输入，提升系统的适应性与电源供给的稳定性。电路设计详见：手把手教你打电赛—辅助电源设计。

图6 辅助电源的实物图

3.2 软件控制设计

根据题目要求，单相逆变器并联系统具有离网运行和并网运行两种模式。因此，其软件控制主要包括离网控制、并网控制以及并离网切换控制三部分。

a) 离网控制策略

图7所示为单相逆变器并联系统在离网模式下的控制框图，整体结构为电压有效值外环和电流瞬时值内环。外环通过PI控制器对输出电压的有效值误差进行调节，并与同步正弦信号相乘，生成总的基波电流参考信号。该电流参考值依据电流分配系数K按比例分配为两个逆变器的电流参考值 I1_ref 和 I2_ref。在内环中，两个PR控制器分别对逆变器输出端的电感电流 I1 和 I2 进行闭环调节，确保实际电流精确跟随参考信号，实现输出电压稳定与电流按比例均分，有效抑制并联运行中的环流问题。

图7 离网模式的控制框图

b）并网控制策略

图8为单相逆变器并联系统在并网模式下的双闭环控制框图，整体结构为电流有效值外环和瞬时电流内环。外环通过PI控制器调节输出电流设定值 Io_ref 与实际值 Io_rms 的误差，并与锁相环提取的电网电压 Ug 相位对应的正弦波相乘，生成总电流参考波形。该参考波形按比例系数 K 分配为两个逆变器的电流参考值 I1_ref 和 I2_ref，分别由PR控制器调节对应的输出电流 I1、I2，实现精确并网电流控制和电流均分，提升系统稳定性并抑制环流。

图8 并网模式的控制框图

c）并离网切换与预同步控制

逆变器从离网运行切换至并网运行的过程中，需首先完成预同步操作，即使逆变器输出电压 Uo 在幅值、频率和相位上与电网电压 Ug 基本一致。对于电阻性负载，可在同步前将外环控制策略由电压型切换为电流型；待同步完成后直接并网，从而实现平稳过渡并满足并网运行条件。

图9 预同步操作的控制框图

图9所示为预同步操作的控制框图，整体控制过程可分为两个阶段：

阶段一：锁相环（PLL）：提取电网相位

锁相环的作用是提取电网侧电压 Ug 的相位信息 Thetag，为预同步过程提供基准。具体步骤如下：

电网电压 Ug 经正交信号发生器（QSG）变换，得到两路正交分量 uα和uβ；
使用估计相位角 Thetag 进行 Park 变换，转换至旋转坐标系下，得到 ud和uq；
当 d 轴与输入电压矢量对齐时，即uq=0，此时认为已锁定电网相位，如图X所示；
以 uq 作为误差信号，通过 PI 控制器调节频率偏差 Δω，进而估算出频率 ω，再经积分器得到估计相位 Thetag；

单相锁相环的详细介绍与开源仿真文件见：单相锁相环原理与仿真验证（开源）。

图 10 Park 变换示意图

阶段二：预同步控制：实现相位匹配

预同步的目标是使逆变器输出电压与电网电压在频率、幅值和相位上三者一致。控制流程如下：

利用前述得到的电网相位 Thetag 作为参考，将逆变器输出电压 Uo 经 QSG 得到 uα和uβ，再以 Thetag 为参考进行 Park 变换，得到逆变器侧的 ud、uq；
控制目标同样是使 uq = 0，调整逆变器输出电压相位，使逆变器输出电压与电网参考相位对齐；
通过 PI 控制器调节频率偏差，得到逆变器频率 ω，并进一步积分得到相位 Theta；
当 Theta = Thetag 时，即逆变器输出电压与电网电压相位一致，预同步完成。

锁相环与预同步控制的核心都是通过使 uq = 0 实现电压矢量与旋转坐标系d轴对齐。两者的主要区别在于调节对象不同：锁相环调节的是旋转坐标系的相位角，而预同步调节的是电压矢量（逆变器输出电压的相位）。

四、仿真验证

4.1 仿真系统搭建（PLECS 4.7.5）

图11 单相逆变器并联系统的仿真模型

4.2 仿真结果

1）单逆变器离网运行（基础部分要求1-4）

依据离网控制框图（图7），系数K决定了两个并联运行的逆变器电流分配比例。K设置为>1000，可近似视为仅逆变器1运行。

图12给出了在负载 RL = 12Ω 下，仅逆变器1运行时的仿真结果，输出电压Uo有效值为24V，电流为2A，THD 约为 0.1%。图13为空载（RL = ∞）条件下仿真结果，仅逆变器1运行时的仿真结果，输出电压保持在 24V，电流为 0。

图12 仅逆变器1运行的仿真结果（RL=12Ω）

图13 仅逆变器1运行的仿真结果（RL=∞）

2）双逆变器并联离网运行（发挥部分要求1）

图14给出了RL=6Ω条件下，双逆变器并联离网运行的仿真结果，输出电压有效值Uo为24V，输出电流Io有效值为4A。此时电流分配系数 K 设为 1，逆变器1与逆变器2输出电流几乎相等，实现了电流均分。

图14 双逆变器并联离网运行的仿真结果（RL=6Ω）

3）双逆变器并联并网运行（发挥部分要求2-3）

图15显示双逆变器并联并网运行的仿真结果。0.5s 之前系统处于离网模式，0.5s 起进入预同步阶段，可观察到输出电压 Uo 的相位逐步调整至接近电网电压 Ug。1s 开始并网运行，电流有效值迅速稳定在 4A。调整外环电流给定值可实现输出电流 Io 的调节；改变分配系数 K，可在 0.5~2 的范围内调控逆变器1与逆变器2的电流比值。