先贴一张反激变换器的思路框图

参数设计

输入参数

为了方便演示，先假定几个参数

输入电压：

Vin_min_rms=160V ; Vin_max_rms=240V

Vin_min=226V ； Vin_max=340V

输出电压：

主绕组：Vo1=30V，Io1=0.6A；

辅助绕组：Vo2=12V，Io2=0.1A；

效率：n=80%

Pin=Pout/n=24W

上面的参数就是反激变换器设计所需要的全部参数

工作模式

上一篇提到过，反激电源有CCM和DCM两种工作模式。在DCM模式中，MOS管两端电压从Vin+Vor降到Vin时，MOS管还没导通，所以存在励磁电感与MOS管结电容形成的回路，引发Vds的阻尼震荡，轻载变重载的动态响应慢且纹波大，但副边二极管零电流关断，反向恢复应力小，且MOS管软开关，损耗小；在CCM模式中，不存在二次震荡，动态响应快，交流纹波小，但副边二极管不能零电流恢复，存在较大的反向恢复电流，需要选用快速恢复二极管，且MOS管硬开关，损耗大。

而通过DCM和CCM的电感电流波形可知，同样的输出电流下，DCM因为存在电流为0的区域，峰值电流要比CCM条件下的峰值电流大，因此得出一个结论

轻载用DCM，重载用CCM

这里我们假定使用DCM

前置计算

反激变换器的设计中，输出电压、反射电压、二极管反向电压等多个参数均由占空比和匝比共同决定，因此在设计时，必须要先确认其中一个参数的范围。

变压器匝比的范围主要由二极管和开关管的耐压程度决定，而占空比主要由控制芯片决定。因此，在前置选择中可以使用两种方法

方法一：确定MOS管和二极管的耐压值，按照20%的降额应力，由下列公式计算变压器匝比范围

注意DCM和CCM的波形。这两个波形中，MOS管要承受的最大电压都一样，均为Vin+Vor，而寄生电感和MOS电容在MOS关断时还会形成电压震荡，存在过电压，因此MOS管的最大电压要取20%~30%的裕度

这种方法和通过确定Vor来确定Dmax一样的，都是较为常见的方法。

方法二：先选择控制芯片，得到最大占空比，然后根据最大占空比的取值选定匝比，公式如下

典型的反激控制芯片就那几个，UC284x系列、UC3842、UC3843、NCP1342这些，看芯片是否有QR准谐振模式，芯片手册里参考设计资料是否充足，能否有现成的可供借鉴的案例等（所以同公司使用的控制芯片一般大差不差）

假定使用第一种方法，在确认具体的Dmax和N时，需要先确认反射电压（如果使用第二种方法，最后也要验算反射电压）

在QR反激变换器中，反射电压越大，开关损耗越低，但对开关管的耐压要求也越高，因此反射电压的取值多凭主观。主要看Dmax和Vds，Dmax不建议大于50%（次谐波震荡）Vds要满足MOS管电压应力降额。

假定本例中MOS管取600V最大电压，二极管取200V最大电压，在取Vor的时候，我们需要考虑到MOS管的降额应力，这个降额包括了RCD上的Vspike和一定的电压裕度，按照降额20%~30%来计算，Vor的取值范围可以在60V~120V之间。而通常情况下Vor需要大于80V，才能在QR模式下有较低的损耗，因此本例取Vor=100V

如果取电压应力更大的MOS管，Vor相应的也能取更高，但随之而来的就是成本的增加。

这种情况下，Dmax约为0.307，小于0.5

二极管压降Vf取0.8V，则根据方法二的式子可计算得出，Nmax=3.22，匝比取3（这个匝比可以自行取值，只要不超过Nmax就可以）

反过来验算最大占空比，可知此时为0.292，反激电压Vor=92.4，均满足要求

确定了最根本的最大占空比、匝比，就可以继续对变压器和电容进行选型计算。