等候多时的BUCK他终于来了！由于排版布线确实有难度，就耽误了很长时间，在此期间，把原理图完善了一下，并画了PCB，优化布局，现在给大家讲解一下这个原理图各个元件的作用以及选型依据。

以上就是我用嘉立创绘制的原理图，元件型号、厂家和封装尺寸这里就不赘述了，大家各取所需，按实际情况来。

芯片选择的是德州仪器的LM5146,具有宽占空比，且最高能承受100V的电压，是一款同步降压直流/直流控制器，符合我们的设计要求。并且一般像TI这样的大厂都有比较完善的使用指南以及datasheet,对我们元件选型极有帮助，且一般还会有DEMO板，帮助我们Layout.

1.首先我们看Cin

就是左上角部分，这里我总共用到了9个电容，其中C1-C8是相同容值的，C9偏小一点。我们用Cin的目的就是减小输入电压纹波以及传导EMI,这里我们需要考虑的就是纹波电流，所有并联的电容的额定电流值加起来一定要能够承受纹波电流，并且要留有裕量。C9在这里的目的主要是滤除高频信号，如若想要滤除低频信号，可以用大容量的电解电容，且额定电流值大，有利于满足纹波电流，不过要考虑其面积为Layout带来的影响。其余电容都以低ESR与低ESL陶瓷电容为主。根据TI给的建议，Cin尽可能放在靠近高边MOS漏极与低边MOS源极的位置，减少寄生电感。具体值可以参考10UF，一般情况都适用。不过在这里列一下详细计算公式，可以用来检验：

最大值出现在D=0.5时

为峰峰值纹波电压

最终推导出

不过选取电容时一定要考虑温度的影响，因为温度变化陶瓷电容的容值变化较大，要仔细按照要求去对照所选电容的datasheet.

2. 其次我们再看最右边的输出电容Cout

滤除电感纹波电流，提高输出稳定性，减少噪声。从C20到C29，其中C29值较小，主要目的也是为了滤波，滤除高频杂质信号。选型主要考虑因素是其可用的PCB面积以及其存在的寄生效应。容值计算公式如下：

根据峰峰值输出电压纹波的静态规格（首先考虑）

总纹波估算: ΔVout≈ ΔI_L * ESR_Cout +  ΔI_L / (8 * FSW* Cout) (后者通常较小)

ESR_Cout ≤ ΔVout / ΔI_L

基于纹波要求（ESR主导）

主要目的是用大输出电容吸收多余电荷限制电压过冲。（比第一个公式计算结果大时，要考虑加一个电解电容，以满足对负载的瞬态要求）

选型时也要注意低ESR与ESL，且注意容值选取一般要比计算结果偏大，因为有效电容会随着施加的直流电压与工作温度而显著下降。所以要以陶瓷电容为主，数量要够。

3.选择功率电感L

这个其实是首要考虑的元件。对于大多数应用，选择电感时，电感纹波电流 ΔIL 在标称输入电压下介于最大直流输出电流的 30% 到 40% 之间。使用公式 7  根据公式 8 给出的峰值电感电流选择电感

也可以这么计算：

ΔI_L = (Vi - Vo) * D / (fsw * L)      D=Vo/Vi  (上管导通)

ΔI_L = Vo* (1 - D) / (fsw * L) （当低边管导通） 两个公式在稳态下计算结果相同。

电感的饱和电流远高于特定设计的峰值电感电流IL_peak,留有裕量。请注意，电感器的饱和电流通常随着其核心温度的升高而降低。当然，准确的过流保护是避免电感饱和的关键。感值也要比计算值偏大。L要在最恶劣的情况下满足要求，即占空比D最小时，求出L的最小值，选择的电感要不小于这个值。

以上三种元件的选型都要注意其能承受的最高电压是多少，以防止崩溃。

4.MOS管

其选取首要考虑的就是低导通电阻RDS（on）,降低导通损耗。低寄生电容也会减少转换时间，从而减少开关损耗。这个具体考虑会很繁琐，这里就不再过多阐述，放一个TI官方的表格给到大家，感兴趣的可以自行详细查阅TI官网。

以下是MOS损耗：

损耗问题是需要极力考虑的，但同时成本也需要关心，我这里使用到的是BSC110N15NS5,但这要根据实际应用场景等多方面决定，只给大家作为参考。

通常，MOSFET的RDS（on）越低，栅极电荷和输出电荷（分别为QG和QOSS）越高，反之亦然，Qg越小开关损耗越低。因此，产品 RDS（on） × QG 通常被指定为 MOSFET 品质因数。低热阻确保 MOSFET 功耗不会导致 MOSFET 芯片温度过高。

Vds≥ 1.3 * Vin(max)  

Id≥峰值电流 I_L_peak

高边MOS优先选择Qg低的（因为开关损耗大·）；低边优先选择导通电阻Rgs小的（因为导通时间长）

到以上为止，这个降压稳压模块的BUCK拓扑结构的大致元件已经讲解完毕，现在要讲解的是控制芯片LM5146每一个引脚的作用以及元件的使用和连接情况，如何确定该用什么值的元件，现在我们开始吧。

1.EN/UVLO

使能端，一般为滞回电压，内部通过一个滞回比较器使得EN启动电压和关断电压不是一个电压值，如启动电压VIH=2.5V，关断电压1.8V。这一点对于电池供电的系统，在电池接近耗尽的时候，可以避免电路循环重复上下电。同时在这个电压范围内芯片开启，低于这个电压值则关断。因此可以控制芯片的开关。基于我的功能需要，我直接外接了一个输入EN端，可以自主控制开关，采用了RC滤波，使输入的电压更“纯净”。具体的滞回电压以及最高承受电压可以通过datasheet查找，且到EN引脚的电压不能高于最高承受值。

同样，如果想要用输入电压Vin控制芯片的开关，当电压低于特定值时芯片关断，则可以用电阻分压的方式。此方法适应于在特定电压范围内使得芯片自主开关。

Ihys为迟滞电流(此芯片为10微安)

Ven是指EN引脚的阈值电压（此芯片为1.2V）

最终到引脚EN的电压为Ruv2上的电压。所以选择这两个分压电阻的阻值时一定要确定好开关电压值，以及数据表中的阈值电压和迟滞电流大小。引脚内部会通过UVLO电阻分压器提供滞后效应，使得在一定电压范围内芯片才工作。

启用该芯片最简单的方法是引脚直连到Vin，最好有一个RC滤波，使得输入波动较少，减少干扰。

2.RT和SYNCIN

该芯片的开关频率FSW设置有两种办法：一是从 RT 引脚到 AGND模拟地的电阻器，二是通过 SYNCIN 引脚将 LM5146 与外部时钟信号同步。

使用从RT引脚到AGND的电阻器调整自由运行的开关频率。开关频率范围为 100 kHz 至 1 MHz。频率设置电阻 RRT 由公式控制。表8-1给出了用于公共开关频率的标准值电阻：

第二种方法的注意事项有：

 • 时钟频率范围：100 kHz至1 MHz

• 时钟频率：是R_RT设置的自由运行频率的–20%至50%

• 时钟最大电压幅度：13 V

• 时钟最小脉冲宽度：50 ns

如果选择用第一种方式，就像我的这次设计一样，SYNCIN引脚不需要任何电气连接即可。

3.SS/TRK

当EN引脚电压超过阈值电压开始工作后，LM5146开始将输出充电至反馈电阻网络规定的直流电平。LM5146具有可调节的软启动tss（由该引脚到GND的电容设置），可以确定输出的充电时间。

软启动可以限制高输出电容的浪涌电流，避免过流。

Css是软启动电容，其值由预想的软启动时间决定，但其值必须大于2nF,连到AGND。VREF是0.8 V基准电压源， ISS是来自SS/TRK引脚的10 μA电流. VREF与 ISS根据不同芯片可能有不同的值。

4.PGOOD

指示引脚，验证输出电压何时在调节窗口内，如果不需要此功能，可以不用进行任何电气连接。

PGOOD是一种漏极开路输出，需要一个上拉电阻器连接到不大于13 V（根据芯片选择）的直流电源。上拉电阻的典型范围为 10 kΩ 至 100 kΩ。如有必要，使用电阻分压器降低更高电压上拉轨的电压。

当FB电压超过内部基准电压的94%时，内部PGOOD开关关闭，PGOOD可以通过外部上拉拉高。如果FB电压低于VREF的92%，则内部PGOOD开关导通，PGOOD被拉低，表示输出电压超出调节范围。同样，当 FB 电压超过 VREF 的 108% 时，内部 PGOOD 开关打开，将 PGOOD 拉低。如果FB电压随后低于VREF的105%，则PGOOD开关关闭，PGOOD被拉高。PGOOD具有25 μs的内置去毛刺延迟。

简单来说，在输出电压上下波动的一定范围内，PGOOD内部的MOS管关闭，引脚电压通过上拉电阻设置成指定电压，此指定电压不定，通常为3.3V或5V，或者是Vout,Vcc.Vin等。接着可以将PGOOD引脚输出连接到下一级的EN引脚驱动其开断。

因此如果不需要此功能，可以不进行电气连接；或者只需外接一个电压源（注意大小）和上拉电阻器。

5.SYNCOUT,NC,EP

不需要任何电气连接，其中EP接PGND功率地。

6.AGND，PGND

一个接虚拟地，另一个接功率地，二者之间可以通过0欧姆的电阻相连，有效隔离开控制模块与主功率模块，让芯片更高效的工作，减少干扰以及ESR,ESL。

7.VIN

注意芯片手册中的最大额定电压，VIN引脚上的电压振铃超过此值可能会损坏芯片，除了要用CIN来对输入电压进行滤波外，还可以额外使用低容值电容器滤波，滤除高频杂质信号，在VIN引脚处提供补充滤波。电容值通常是100nF。此外R8在这里的作用是缓冲，避免电流冲激而损坏芯片。

8.VCC

内部高压 VCC 稳压器，可为 PWM 控制器提供偏置电源，并为外部 MOSFET 提供栅极驱动器。输入引脚 （VIN） 可直接连接到高达 100 V 的输入电压源。VCC稳压器的输出设置为7.5 V。将 1 μF 至 5 μF 之间的陶瓷去耦电容器从 VCC 连接到 AGND，以确保稳定性。

但由于其内置封装的原因，以及产热的问题，会使芯片过热，影响性能。

因此还有另一种使用办法就是外接一个电压源，如下：

一般电压值要比内置偏置电源高，虽然会造成一定的导通损耗，但整体会提高效率，并且有效降低芯片的温度，提高使用寿命。

9.SW

降压控制器的开关节点，直连到功率电感的一端，使用短的低电感路径连接到自举电容器、高侧 MOSFET 的源极端子和低侧 MOSFET 的漏极。

10.BST

用于高侧栅极驱动器的自举电源。连接到自举（引导）电容器。自举电容器向高侧 FET 栅极提供电流，必须放置在尽可能靠近控制器的位置。如果使用外部自举二极管（导通时间更短）来减少自举电容器充电所需的时间，将二极管的阴极连接到 BST 引脚，将阳极连接到 VCC。

通常设置为0欧姆电阻与电容串联后接功率电感一端。电阻阻值不定，后续要根据测试的具体情况，充电时间需要灵活调整。

11.HO/LO

高侧MOSFET栅极驱动输出。通过短的低电感路径连接到高侧MOSFET的栅极;

低侧MOSFET栅极驱动输出。通过短的低电感路径连接到低侧同步整流器 FET 的栅极。

在我的设计图中，R6,R7的功能是类似的，由于高管GS之间本身就存在电容，会与R6构成RC回路，因此导通前会有一定的弛豫时间，由R6的值所定，值越大，弛豫时间越长，高管从关断到导通的时间越长，一定的弛豫时间可以减少冲激。R7和低管的作用类似。

而R7,D1的组合是为了实现更快的开关转换时间，更低的开关损耗和更高的效率。所以二极管是反接的，阳极接栅极，阴极接引脚一端。应用于MOS管关断时，更快的将电流引走。

12.ILIM

电流限制调整和电流检测比较器输入。通过外部电阻从ILIM引脚提供的电流，对谷值电流限制的阈值电压进行编程。阈值调节电阻的另一端可以连接到低侧MOSFET的漏极以进行RDS（on）检测，也可以连接到低侧FET源极，作为电流检测电阻。

ILIM 引脚提供参考电流，该基准电流流入外部电阻器（称为 RILIM），以编程电流限制阈值。如果ILIM引脚电压低于GND，ILIM引脚上的限流比较器可防止进一步的SW脉冲。

电阻器RILIM连接到SW，以使用低侧MOSFET的RDS（on）作为传感元件（称为RDS（on）模式）。或者，RILIM 连接到低侧 MOSFET 源极的分流电阻器（称为 RSENSE 模式）。LM5146 在启动时检测适当的模式，并相应地设置源电流幅度和温度系数 （TC）。

上面的公式是连接到漏极，下面的是源极。

ΔIL 是峰峰值电感纹波电流

 RDS（on）Q2 是低侧 MOSFET 的导通电阻

IRDSON 是 RDS-ON 模式下的 ILIM 引脚电流

RS 是电流检测分流元件的电阻

 IRS 是 RSENSE 模式下的 ILIM 引脚电流

鉴于 ILIM 在 RDS（on） 检测模式下的电压摆幅较大，从 ILIM 连接到 PGND 的CILIM 电容对于谷值限流电路的工作至关重要。选择此电容，使时间常数 RILIM·CILIM 约为6ns，同时接功率地。

13.FB

FB引脚的基准电压设置为0.8 V（根据芯片手册），正常工作期间的直流输出电压设定值由连接到输出端的反馈电阻网络 RFB1 和 RFB2 设置.

对于我这一个设计，R12上的电压为FB的基准电压0.8V，通过R13和R14反馈，得到输出电压为0.8/（1/30）=24V，其中R12要接模拟地，因为这是控制模块，通过反馈得到输出电压。

R16的目的是为了后续更好的测试验证功能。

14.COMP

内部误差放大器的低阻抗输出。连接 COMP 引脚和 FB 引脚之间的环路补偿网络。感兴趣的朋友可以自行查阅怎么选型，与功率电感和Vout有关。但这五个元件的类型以及连接情况是一定的，只是值的大小需要根据实际情况而定。

15.R19 NTC电阻

此为NTC电阻，PCB时放在功率电感和高管之间，测量温度用，通过IN测试点外接另一个MCU，通过测出阻值从而读出温度。且一定要接功率地，因为主要测试的就是主功率带来的高温。

16.R16 测试电阻

对元件贴好之后的测试环路有着极其重要的作用，可以说是必不可少，通过这两个测试点，表笔接共地，观察波特图，可以有效看出相位与幅值裕度。

到现在为止，我们这篇文章已经圆满结束了，感谢能坚持读到这里的朋友们，我很希望听到你们的想法以及为我指点错误，热情希望大家能够发表自己的看法与我交流，大家共同进步！

如果还有不完善的地方还恳请大家指出，博主会第一时间更新的！

后续还会更新layout时的注意事项，以及打孔，测试时的心得体会，大家敬请期待！