MOS管的工作原理核心是“电压控制”和“导电沟道”，这点必须讲透。我会用最经典的N沟道增强型MOSFET为例，因为这是最常用且最容易理解的类型。关键点要分步骤说清楚：1. **基本结构**：必须解释清楚源极(S)、漏极(D)、栅极(G)和衬底(B)的关系，特别是那个关键的栅氧层——它是绝缘的，所以MOS管才成为电压控制器件（和三极管的电流控制完全不同）。2. **工作过程**：分截止和导通两个状态。核心是栅极电压如何控制沟道形成： * V_GS=0时，P衬底和N型源漏之间是两个背靠背的二极管，无法导电。 * V_GS增大时，栅极正电压吸引电子排斥空穴，在衬底表面形成反型层（N型沟道），连通源漏极。 * 强调阈值电压(V_th)的概念，这是导通的临界点。3. **特性曲线**：解释三个工作区（截止区、恒流区/饱和区、可变电阻区）的物理意义，这点对电路设计至关重要。比如做开关用时要在可变电阻区（导通电阻小），做放大器时要在恒流区。

与三极管相比，MOS管是电压控制（栅极几乎不取电流）、输入阻抗极高、导通电阻小；而三极管是电流控制（需要基极电流）、输入阻抗低。这样才能理解为什么数字电路普遍用MOS管。最后要提醒实践注意事项，比如GS并联电阻防误触发、选型时关注V_th和R_ds(on)

核心概念

MOS管是一种电压控制型器件（与三极管BJT的“电流控制”完全不同）。它通过栅极（G） 上的电压，来控制漏极（D） 和源极（S） 之间的电流通路（沟道）是否打开以及打开的程度。

最常见的类型是N沟道增强型MOSFET，我们将以它为例进行讲解。

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一、基本结构

想象一个三明治结构（以N沟道MOSFET为例）：

1. 衬底（Substrate）： 通常是P型硅。

2. 两个岛（Two Islands）： 在P型衬底上制造两个高掺杂的N型区。

   • 一个是源极（Source, S）

   • 一个是漏极（Drain, D）

3. 栅极（Gate, G）： 在源极和漏极之间的区域上方，覆盖一层极薄的绝缘层（二氧化硅SiO₂），然后再在上面盖上一层金属（或多晶硅）。这就形成了一个类似于“平板电容器”的结构。

它的电路符号和基本结构如下图所示，请注意栅极（G）与其他部分是完全绝缘的：

图表

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二、工作原理（以N沟道增强型MOSFET为例）

状态一：截止状态（V_GS < V_th）

1. 条件： 栅极（G）和源极（S）之间电压 V_GS = 0V 或很小。

2. 现象： 源极和漏极是两个N型区，衬底是P型区，它们之间形成了两个背靠背的二极管。没有连续的电流路径。

3. 结果： 无论V_DS（漏源电压）是多少，漏极电流 I_D ≈ 0。D和S之间相当于一个断开的开关。

状态二：沟道形成与导通（V_GS ≥ V_th）

1. 条件： 在栅极（G）施加一个足够大的正电压（相对于源极S）。

2. 关键物理过程（电容效应）：

   • 栅极的金属板带正电，它产生的电场会像磁铁一样，排斥P型衬底中的空穴（多子），同时吸引其中的电子（少子）。

   • 当栅极电压 V_GS 超过一个临界值 阈值电压（V_th） 时，衬底表面会聚集足够多的电子，形成一个薄薄的N型反型层。

   • 这个N型反型层就像一座桥，将源极（N⁺）和漏极（N⁺）这两个“岛”连接起来，形成了一个导电沟道。

3. 结果： 此时如果在D和S之间加上电压 V_DS，电子就可以从源极经过沟道流向漏极，形成漏极电流 I_D。D和S之间相当于一个接通的开关。

注意： 栅极几乎不取电流！因为栅极下方是绝缘的二氧化硅层，只有极微小的泄漏电流。这是MOS管最核心的特点：用G端的电压电场，控制D-S端的电流。

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三、工作区详解

当 V_GS > V_th，沟道形成后，其导电特性还受到 V_DS 电压的影响，主要分为两个区域：

1. 可变电阻区（或称线性区、三极管区）

• 条件： V_DS 很小（V_DS < V_GS - V_th）

• 行为： 导电沟道从源极到漏极很顺畅，就像一个可调电阻。I_D 与 V_DS 几乎呈线性关系。

• 谁在控制： V_GS 控制沟道的“厚度”（电阻大小），V_DS 控制电流 I_D。

• 应用： 当MOS管作为开关使用时，就工作在这个区域，希望导通电阻 R_DS(on) 越小越好。

2. 饱和区（或称恒流区、放大区）

• 条件： V_DS 增大到一定程度（V_DS ≥ V_GS - V_th）

• 行为： 在靠近漏极的一端，沟道被“夹断”了。电压 V_DS 的增加部分主要降落在夹断区。I_D 电流不再随 V_DS 的增大而显著增加，而是保持一个相对恒定的值。

• 谁在控制： V_GS 几乎完全控制了 I_D 的大小。 I_D 与 (V_GS - V_th)² 成正比。

• 应用： 当MOS管用于放大信号时，就工作在这个区域。G端电压的微小变化，会引起D端电流的很大变化。

3. 截止区

• 条件： V_GS < V_th

• 行为： 沟道未形成，I_D ≈ 0。

这三个区域的关系可以通过其输出特性曲线和转移特性曲线来清晰地展现：

图表

*注：假设阈值电压 V_th = 2V。在V_GS=2V时，沟道未形成，I_D≈0。*

图表

*注：当V_GS < V_th (2V)时，I_D=0。当V_GS > V_th后，I_D随(V_GS - V_th)²快速增长。*

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四、总结与应用

特性	三极管 (BJT)	MOS管 (MOSFET)
控制方式	电流控制 (Ib 控制 Ic)	电压控制 (V_GS 控制 I_D)
控制端阻抗	输入阻抗低 (PN结正偏)	输入阻抗极高 (绝缘栅，几乎不取电流)
驱动电路	需要提供一定的基极电流	驱动电路简单，主要用于对栅极电容充放电
导通损耗	Vce_sat (约0.2V)	I_D * R_DS(on) (由导通电阻决定)
主要应用	模拟信号放大、线性电源	开关电源、数字电路(CPU/内存)、电机驱动

为什么MOS管如此重要？
因为它输入阻抗高，驱动功率极小，容易集成，并且作为开关时导通电阻可以做得非常小（毫欧级别），从而导通损耗极低。这使它成为现代数字电路（CPU、内存芯片） 和高效开关电源中无可替代的绝对主力。你手机里的处理器芯片，内部就是数十亿个微小的MOS管。

五、MOS管分类

按沟道分类，场效应管分为PMOS管（P沟道型）和NMOS（N沟道型）管。

按材料分类，可以分为分为耗尽型和增强型：

增强型管：栅极-源极电压 Vgs 为零时漏极电流也为零；
耗尽型管：栅极-源极电压 Vgs 为零时漏极电流不为零。

其实归纳一下，就 4种类型的MOS管：

增强型 PMOS，增强型 NMOS，耗尽型 PMOS，耗尽型 NMOS。

在实际应用中，以 增强型NMOS 和 增强型PMOS 为主。所以通常提到NMOS和PMOS指的就是这两种。
结合下图与上面的内容也能解释为什么实际应用以增强型为主，主要还是电压为0的时候，D极和S极能否导通的问题

下图列出了四种MOS管的比较：

NMOS方式：控制信号G极为高电平时MOS管导通；低电平时，MOS管断开。

PMOS方式：控制信号G极为低电平时MOS管导通；高电平时，MOS管断开。

注意Vgs(th)电压；举例：规格书中 Vgs=5V，意思是当G极>S极 5V门阈电压(Vth)时，NMOS管才能导通。

• 对于 NMOS ，Vgs 是正电压，当 Vgs 大于门阈电压时导通。

• 对于 PMOS ，Vgs 是负电压，当 Vgs 小于门阈电压时导通。（和NMOS相反，具体看下面内容）

六、MOS管的输出特性曲线

1.对于N沟道增强型的MOS管，当Vgs >Vgs(th)时，MOS就会开始导通，如果在 D 极和 S 极之间加上一定的电压,就会有电流Id产生。
在一定的Vds下，D极电流 Id 的大小是与 G极电压Vgs有关的。
我们先来看一下MOS管的输出特性曲线，MOS管的输出特性可以分为三个区：夹断区(截止区)、恒流区、可变电阻区。

VGS < VGS(th)时，MOS管处于夹断区(截止区)：

夹断区在输出特性最下面靠近横坐标的部分，表示MOS管不能导电，处在截止状态。电流ID为0，管子不工作。

VGS≥VGS(th)，且VDS>VGS-VGS(th)，MOS管进入恒流区：

恒流区在输出特性曲线中间的位置，电流ID基本不随VDS变化，ID的大小主要决定于电压VGS，所以叫做恒流区，也叫饱和区，当MOS用来做放大电路时就是工作在恒流区（饱和区）。
注：MOS管输出特性的恒流区（饱和区），相当于三极管的放大区。

VGS>VGS(th) ，且VDS < VGS - VGS(th),MOS管进入可变电阻区：

可变电阻区在输出特性的最左边，Id随着Vds的增加而上升，两者基本上是线性关系，所以可以看作是一个线性电阻，当VGS不同电阻的阻值就会不同，所以在该区MOS管相当就是一个由VGS控制的可变电阻。

击穿区:

随着VDS增大，PN结承受太大的反向电压而被击穿。

2.MOS管转移特性曲线

根据MOS管的输出特性曲线，可取得到相应的转移特性曲线。

反应了 MOS管的特性，通过 Vgs的电压来控制 ID(导通电流)， 压控流型器件

七、MOS管特点
1、输入阻抗非常高，因为MOS管栅极有绝缘膜氧化物，甚至可达上亿欧姆，所以他的输入几乎不取电流，可以用作电子开关。

2、导通电阻低，可以做到几个毫欧的电阻，极低的传导损耗，。

3、开关速度快，开关损耗低，特别适应PWM输出模式。

4、在电路设计上的灵活性大，栅偏压可正可负可零，三极管只能在正向偏置下工作，电子管只能在负偏压下工作；

4、低功耗、性能稳定、抗辐射能力强，制造成本低廉与使用面积较小、高整合度。

5、极强的大电流处理能力，可以方便地用作恒流源。

所以现在芯片内部集成的几乎都是MOS管。

6、MOS管栅极很容易被静电击穿，栅极输入阻抗大，感应电荷很难释放，高压很容易击穿绝缘层，造成损坏。

前面的几点也可以说是MOS管的优点。最后一点容易击穿也是相对来说的，现在的mos管没有那么容易被击穿，不少都有二极管保护，在大多数CMOS器件内部已经增加了IO口保护。

用手直接接触CMOS器件管脚不是好习惯。

曾经使用使用过一个运放：TI 的 TLV70433，CMOS器件，因为焊接没注意防护静电，那结局真的是一言难尽。
 

八、MOS管的关键参数

8.1、额定电压（Vds）

        额定电压是MOS管能够承受的最大电压。选择适当的额定电压能够确保MOS管在正常工作范围内，避免过电压造成的损坏。

图8.11  MOS的最大额定电压

         与之相对应的还有一个值：VDSS (有的厂家写V(BR)DSS或BVDSS)，漏-源击穿电压（也叫雪崩击穿电压）：

图8.12  漏源击穿电压-VDSS

        这个参数是有条件的，这个最小值30V是在Ta=25℃的值，也就是只有在Ta=25℃时，MOSFET上电压不超过30V才算是工作在安全状态。 （Ta：环境温度）

VDS和VDSS二者的区别：

        看似二者相等，但二者还是有着区别的：

        VDS：指漏极与源极之间的瞬时电压，属于动态电压，可以随着电路的工作状态而变化。

        VDSS：是一个静态额定值，表示在MOSFET关断（非导通）状态时，漏极和源极之间能够安全承受的最大电压。

        同时VDSS有着正温度系数特性， 也就是说温度升高时VDSS的值可能增加；但是，如果电源用在寒冷的地方，环境温度低到-40℃甚至更低的话，它的耐压值反而会减小。所以在MOSFET使用中，我们都会保留一定的VDS的电压裕量。

        VDSS 和 漏-源导通电阻 Rds(on) 之间存在正相关的关系，因此，在增加 VDSS 的余量也会增加 Rds(on)。

8.2、阈值电压（VGS(th)）

        VGS(th)又被称之为门阈电压 或 开启电压，指MOS管导通所需的门源电压，是MOS管在导通和截止状态之间的临界电压。

NMOS导通条件：

• 当栅极(G极)输入电压 > 阈值电压时，MOS管进入导通状态。

• 当栅极(G极)输入电压 < 阈值电压时，MOS管进入截止状态。

  

  图8.21  NMOS的导通电压

  上图为NMOS的导通电压，PMOS则为负压（导通条件与NMOS相反）。

        一般栅极（G极）输入电压在4~10V左右可以使MOS管完全导通；

        此外，还需要注意绝对最大参数：

图8.22  VGS绝对最大值

        这代表了 栅极(G极) 与 源极(S极) 之间所能施加的最大电压值。

8.3、最大电流（Id）

        最大电流是MOS管能够承受的最大电流值。在选型时，需要根据实际应用中电流的最大值来选择合适的MOS管，以确保其能够稳定工作并不易受到过载的影响。 如果流过的电流超过该值，会引起MOS管击穿的风险。

图8.3  最大持续电流Id

        另外它下方的 IDM 参数表示的是漏源之间可承受的单次脉冲电流强度，如果超过该值，会引起击穿的风险。此参数会随 结温Tj 的上升而有所减额。

        一般降额50%以上使用，避免工作温度过高。（举例：电路需流过最大3A的电流，则选择Id为6A的mos管）。

8.4、跨导（gm）

        有的厂家在数据手册中写gfs，有的是写gm，但本质相同，只是在某些数据表或文献中使用不同的命名，统称都是跨导。

        在VDS为某一固定数值的条件下，漏极电流的微变量和引起这个变化的栅源电压微变量之比称为跨导。

图8.4  跨导系数

        它们的单位通常是西门子（S），或者更常见的毫西门子（mS）。

gm定义为在静态工作点上，漏极电流随栅源电压变化的斜率，即：

1. gm反映了栅源电压对漏极电流的控制能力；是输出端电流的变量受输入端电压变化的比值。

2. gm如同三极管的β，是衡量MOS管的放大能力标识之一。

3. 一般在 十分之几 至 几mA/V的范围内；

4. 小功率管gm可以做大，大功率管gm一般都很小；

5. 跨导的大小反映了MOSFET作为电压控制电流源的效率，大的跨导意味着MOSFET对栅极电压的变化更加敏感，从而能够更有效地控制漏极电流。

6. gm过小会导致MOSFET关断速度降低，关断能力减弱；过大会导致关断过快，EMI特性差，同时伴随关断时漏源会产生更大的关断电压尖峰。

7. 在电路设计中，高的gm值通常有利于提高增益和线性度。

8.5、开关速度（Switching Speed）

       开关速度是指MOS管从导通到截止（或截止到导通）所需的时间。       

规格书中通常需要查看以下几个关键参数：

1. Qg：总输入电荷（Total Gate Charge），它表示为给定的控制电压下，从MOSFET的源极和漏极之间传输到栅极的总电荷量。Qg 的大小直接影响MOSFET的响应速度，因为更大的Qg意味着更多的电荷需要被注入或移除，从而导致更长的开关时间。一般来说，Qg 越小，MOSFET 的开关速度越快。

2. Qgs：栅-源电荷（Gate-Source Charge），Qgs是栅极和源极之间的电容在栅极电压从0V上升到特定驱动电压时累积的电荷量。这部分电荷主要用于克服MOSFET内部的栅源电容，帮助建立起控制沟道的电场。

3. Qgd：栅-漏电荷（Gate-Drain Charge），表示在栅极和漏极之间的电荷量。Qgd 也是影响MOSFET开关速度的重要因素，特别是在MOSFET从导通到截止时，Qgd 的快速移除对于减少开关时间至关重要。

4. td(on)：导通延迟时间（Turn-On Delay Time ），这是指从控制端信号变化到MOSFET开始导通的时间。这个时间越短，开关速度越快。

5. td(off)：截止延迟时间（Turn-Off Delay Time ），这是指从控制端信号变化到MOSFET完全截止的时间。截止延迟时间越短，开关速度越快。

6. tr：上升时间（Rise Time），这是指从MOSFET开始导通到达到特定电压百分比（例如从10%上升到90%）所需的时间。通常用 tr 表示。

7. tf：下降时间（Fall Time），这是指从MOSFET开始截止到电压下降到特定电压百分比所需的时间。通常用 tf 表示。

图8.5  MOS管的开关参数

为了最小化切换时间，设计时需要关注以下几个方面：

• 选择低输入电容（Ciss）的MOSFET，因为栅极电容的充电和放电时间直接影响切换时间。

• 提供足够的驱动电流，以便快速给栅极电容充电和放电。

• 优化电路设计，减少寄生电感和电阻，这些都会增加切换时间。

• 考虑温度对MOSFET特性的影响，高温可能会增加切换时间。

        这些参数共同构成了MOSFET的总切换时间。并且在高速开关应用中，缩短切换时间是非常重要的，因为它直接影响到开关损耗和效率。MOSFET的切换时间越短，其在开关过程中消耗的能量就越少，从而可以实现更高的开关频率和效率。

8.6、导通电阻（Rds(on)）

        导通电阻Rds(on)是指当MOS管处于完全导通状态时，从漏极（D）到源极（S）之间的电阻。导通电阻越小则MOS管的导通能力越强，能够更好地满足高功率负载需求。

        相反的，导通电阻大则会相应造成大的MOS导通损耗（热损耗）。因此，在选型时应尽量选择导通电阻较小的MOS管。（注：相同型号管子并联也可降低导通电阻）。

图8.6  MOSFET的导通电阻

8.7、温度特性（Temperature Coefficient）

        温度特性描述了MOSFET的性能会随着温度的变化而变化。在选型时，需要考虑MOS管在实际应用中的工作温度范围，并选择具有良好温度特性的MOS管，以确保其在不同温度下的稳定性。

        温度特性变化这主要体现在以下几个方面：

1. 阈值电压(Vth)变化：

• 对于n沟道MOSFET，阈值电压通常随温度升高而略微增加。

• 对于p沟道MOSFET，阈值电压随温度升高而降低。

2. 饱和电流(Idsat)：

• 饱和电流在一定范围内随温度的升高而增加。这是因为载流子的迁移率虽然会下降，但载流子浓度的增加可以补偿这一影响。

3. 导通电阻(Rds(on))：

• Rds(on)会随温度的升高而增加。这是由于温度升高导致半导体材料的电阻率增加。

4. 栅极至源极电容(Cgs)：

• 温度对Cgs的影响较小，但在非常高的温度下，Cgs可能会略有增加。

5.栅极至漏极电容(Cgd)：

• Cgd受温度的影响也不大，但在高温条件下可能略有增加。

6. 热稳定性：

• MOSFET在高温下可能会经历退化，尤其是当器件长时间工作在接近最大结温时。这可能导致性能下降或寿命缩短。

7. 热阻：

• 器件的热阻决定了其散热效率。低热阻意味着更好的热性能，有助于保持较低的结温。

8.雪崩击穿电压：

• 高温下，MOSFET的击穿电压可能会降低，从而影响其可靠性。

9. 寄生二极管正向压降：

• 在体内二极管中，正向电压降随温度升高而减小。

10、可靠性与质量

        不同厂家的产品可靠性及质量都不相同，选择可靠的厂商是保证产品能够稳定工作的重要因素；以下是例举的一些知名的MOSFET制造厂商：

1. 英飞凌 (Infineon)

2. 安森美半导体 (onsemi)

3. 意法半导体 (STMicroelectronics)

4. 东芝 (Toshiba)

5. 瑞萨电子 (Renesas)

6. 华润微电子

7. 士兰微电子 (Silan Microelectronics)

8. 安世半导体 (Nexperia)

9. AOS (Alpha & Omega Semiconductor)

10. 威世 (Vishay)

11. 德州仪器 (Texas Instruments, TI)

12. 无锡新洁能

11.充电参数

栅极充电信息：

因为MOS管的都有寄生电容，其被大多数制造厂商分成输入电容，输出电容以及反馈电容。

输入电容值只给出一个大概的驱动电路所需的充电说明，而栅极充电信息更为有用，它表明为达到一个特定的栅源电压栅极所必须充的电量

MOS管的寄生电容
寄生电容是指电感，电阻，芯片引脚等在高频情况下表现出来的电容特性。

实际上，一个电阻等效于一个电容，一个电感，一个电阻的串联，低频情况下表现不明显，而高频情况下，等效值会增大。

MOS管用于控制大电流通断，经常被要求数十K乃至数M的开关频率，在这种用途中，栅极信号具有交流特征，频率越高，交流成分越大，寄生电容就能通过交流电流的形式通过电流，形成栅极电流。消耗的电能、产生的热量不可忽视。

加在 G 极的弱驱动信号瞬间变为高电平，但是为了“灌满”寄生电容需要时间，就会产生上升沿变缓，影响开关频率。
在MOS管的规格书中，有这么几个电容参数：

对于这几个电容参数，看下图所示：

一般从单片机普通应用来说，我们对这个开关要求没那么高，如果不是特殊应用场合可以不用深究。

但是不能忽略寄生电容，所以在我们的MOS使用时候，就会在GS级加上一个电阻，用来释放寄生电容的电流。

米勒电容
这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们并不是独立的，而是相互影响，其中一个关键电容就是米勒电容Cgd。这个电容不是恒定的，它随着栅极和漏极间电压变化而迅速变化，同时会影响栅极和源极电容的充电。

额外说明一下，三极管也有米勒电容和米勒效应，但是相对来说MOS管的米勒电容会比三极管的大很多（具体原因由于工艺问题和MOS管特性问题，阻抗大 —> 电流小 —> 充电时间长 —> 等效电容大）。

米勒效应会严重增加MOS的开通损耗，因为它延长了MOS的开通时间，同时会降低MOS的开关速度。但因为MOS管的制造工艺，一定会产生Cgd，也就是米勒电容一定会存在，所以米勒效应不能避免，只有采用适当的方法减缓。

一般有四种方法：

①选择合适的门极驱动电阻RG

②在 G 和 S 之间增加电容

③采用负压驱动

④门极有源钳位

为什么常在MOS管GS并联电阻？

借用我实际使用的一个电路：

其中 R1，就是我们现在说的GS间的并联电阻，上文说到过，电阻的作用是用来释放寄生电容的电流。

那么原因我们来分析一下，还是要借用一下上面的图：

总结一下：

1、起到防ESD静电的作用，避免处在一个高阻态。这个电阻可以把它当作是一个泄放电阻，避免MOS管误动作，从而 损坏MOS管的栅GS极；

2、提供固定偏置，在前级电路开路时，这个的电阻可以保证MOS有效的关断（理由：G极开路，当电压加在DS端时候，会对Cgd充电，导致G极电压升高，不能有效关断）

GS端电阻阻值选择：

建议是一般取5K至数10K左右，太大影响 MOS 管的关断速度。 太小驱动电流会增大，驱动功率增大。但是在有些地方大一点也无所谓，比如电源防反接等不需要频繁开关的场合（上面示例图）。

为什么要在MOS管G级串联电阻？

还是在上面的示例图，R2，就是G级的串联电阻。这个电阻有什么作用呢？

串联电阻还是因为寄生电容！在G级 串联一个电阻，与 Ciss（Ciss = Cgd+Cgs）形成一个RC充放电电路，可以减小瞬间电流值， 不至于损毁MOS管的驱动芯片。

网上还有一种说法是：抑制振荡

MOS管接入电路，也会有引线产生的寄生电感的存在，与寄生电容一起，形成LC振荡电路。对于开关方波波形，是有很多频率成分存在的，那么很可能与谐振频率相同或者相近，形成串联谐振电路.

串联一个电阻，可以减小振荡电路的Q值，是振荡快速衰减，不至于引起电路故障。

G级电阻阻值选择：一般不建议太大，网上建议百欧以内，会减缓MOS管的开启与通断时间，增加损耗，但是在有些地方大一点也无所谓，比如电源防反接等不需要频繁开关的场合（上面示例图）。

最后说明一下上面这两个问题，具体情况要具体分析，电阻的选择不是绝对的，比如上面示例我实际使用的电路，我 GS 的并联电阻使用了1M，G级串联的电阻使用了10K，对于我的防反接电路来说，也是正常的，大一点还能降低点电量工作时候的功耗。

虽然不能给出绝对的参考，但是我们分析了电阻大小对电路的影响，所以根据自己使用的场合才能最终确定自己合适的阻值。
 

九、MOS管的封装

不同的封装形式，MOS管对应的极限电流、电压和散热效果都会不一样，这里根据博主使用过的和一些常见的做一些介绍。

1、SOT-23

一般单片机方案中最常用的封装，适于几A电流、60V及以下电压环境中采用。

比如：AO3401 ，BSS84

2、SOT-223

也是单片机方案中最常用的封装，一般也是几A电流、60V及以下电压环境。

比如：IRFL9014TRPBF， ZXMP6A17GTA

3、TO-252

是目前主流封装之一，电流可以到70A，电压100V以内（电压与电流成反比，电流越大，电压越小）。

比如：SM4286T9RL

4、TO-220/220F这两种封装样式的MOS管外观差不多，可以互换使用，不过TO-220背部有散热片，其散热效果比TO-220F要好些，价格相对也要贵些。这两个封装产品适于中压大电流120A以下、高压大电流20A以下的场合应用。比如： IRF4905PBF，NCE6050A

另外还有一些其他的封装：TO-263，TO-3P/247，TO-251，TO-92，SOP-8，就不一一介绍了。

主要在单片机系统领域，其他的封装用得不太多，博主确实也没用过。

十、MOS管应用

为什么NMOS管的负载在电源端？而PMOS管的负载在接地端？如果将N管的负载放在接地端 或者 P管的负载放在电源端会有什么影响呢？

 

       上图1.3中，NMOS的门阈电压Vgs(th)=5V，负载为蜂鸣器。Vgs要导通则必然会经过负载，而经过负载就会产生压降，假设蜂鸣器的压降为1V，那么5V+1V=6V，当G极电压输入为6V时，可以使蜂鸣器鸣响。

        当然，如果所有蜂鸣器都是1V压降，那这个电路是没有如何问题的，但是，如果购买的蜂鸣器中有恰好一个阻抗较高为1.2V，也就是最低需要5V+1.2V=6.2V时，蜂鸣器才可以正常鸣响。

        这就是为什么NMOS管的负载一般会设置在电源端的原因，当负载在电源端时：Vgs是直接到地的（没有其它压降）；负载在电源端，无论阻抗怎么变化，对控制极（G极）没有影响，只要Vgs ≥ 5V（不超出最大额定Vgs电压），管子就可以正常导通。

        一般电源端电压会相对较大一些，所以，负载的阻抗哪怕再大一点，一般也都能满足。

 

        说完了NMOS来说一下PMOS，对于PMOS来讲，Vgs(th)是负电压，也就是说在NMOS管那里是G极>S极 5V时导通，而PMOS则是S极>G极 5V导通。自然的，如果PMOS管的负载还接在电源端，则会产生压降，进而可能影响到管子的导通。所以P管的负载一般接在地信号端。

前面也提到过，现在芯片内部集成的几乎都是MOS管。可见MOS管现在在电子产品的地位，

MOS管产品可广泛的应用于电源，通讯，汽车电子，节能灯，家电等产品。

具体比如：开关电源应用，恒流源，MOS管可应用于放大，阻抗变换，可变电阻等。

MOS管的应用 是基于 MOS管的特点优势来决定的。

我这里大话不说，针对自己的行业单领域，总结了几个比较实际的应用场合：

1、作开关管用

可参考博主电路小课堂的几篇博文：

分享一款实用的太阳能充电电路（室内光照可用）

聊聊电源自动切换电路（常用自动切换电路总结）

2、防反接用

相对于二极管来说，MOS管还是有很大的优势，我下一篇电路小课堂会更新防反接电路。

电路小课堂已经更新：

结合实际聊聊防反接电路（防反接电路总结）

3、作电平转换用

电路小课堂会更新电平转换电路。

结合实际聊聊电平转换电路（常用电平转换电路总结）

十一、MOS管的工作损耗

        MOSFET在工作时会产生多种类型的损耗，这些损耗主要来源于MOS管在不同状态下的行为特征。以下是MOS管在开关电源和其他应用中的主要工作损耗类型：

3.1 主要工作损耗

1. 导通损耗（Pon）：

由导通电阻引起的导通损耗计算公式如下：

1）MOS管处于一直导通状态的：

        当MOS管处于完全导通状态时，会有电流流过其漏极和源极。这个电流在MOS管的导通电阻（Rds(on)）上会产生电压降，从而导致功耗。导通损耗可以表示为：

• Pon 是导通状态下的功率损耗；

• Ids是漏极至源极电流（DC直流：用平均电流计算；AC交流：用RMS电流计算），单位A（安培）。

• Rds(on)是MOS管的导通电阻，单位Ω（欧姆）。

举例：MOS管DS极流过电流为5A，导通电阻Rds(on)为32mΩ，计算：

导通电阻R=32mΩ=0.032Ω

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2）MOS管周期性地在导通和截止之间切换的：

        在开关电源等应用中，MOS管不是一直保持在导通状态，而是周期性地在导通和截止之间切换。实际的导通损耗需要考虑到MOS管在一个开关周期内导通状态所占的比例，即占空比（Duty Cycle），那么导通损耗的计算公式变为：

或者简化为：

• D 是占空比（导通时间与整个开关周期时间的比值）；

• fsw 是开关频率；

• Ton 是导通时间。

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 3）流过MOS管电流波形不是纯直流而是脉冲或交流时：

        在某些情况下，特别是当电流波形不是纯直流而是脉冲或交流时，可能需要使用电流的有效值而不是平均值来更准确地计算损耗。损耗计算公式变为：

• Ids(rms) 是电流的有效值。

如电流为交流正弦10A，那么正弦电流有效值则为：10A/1.414=7.07A；以7.07A带入计算。

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2. 截止损耗（Poff）：    

        MOS管即使在关断状态下，MOS管也会存在少量漏电流Idss，这会导致静态功耗。这种漏电流在高电压下通过MOS管的寄生二极管，也会造成一定的功率损耗。截止损耗可以表示为：

• Vds(off)是MOS管截止状态下的漏源电压。

• Idss是关断状态下的漏电流

注：Vds(off) 并不是说MOS管在截止状态下本身产生了电压，而是指在截止状态下，如果漏极和源极之间存在电压差，那么这个电压差将与微小的漏电流一起产生功率损耗。

        另外，在大多数情况下，MOS管的截止损耗通常非常小，只有在特定的应用场景下才需要考虑。例如：在电池供电的电路中，即使很小的漏电流也可能导致电池电量的显著损失。此外，在一些需要长时间保持关闭状态的电路中，如某些电子开关或待机模式的电路，也需要关注截止损耗。

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3. 开关损耗（Psw）：

        开关损耗发生在MOS管从导通状态切换到截止状态，或反之亦然的过程中。在这个过渡阶段，MOS管同时承受电压和电流，因此会消耗能量。开关损耗可以分为两部分：开启损耗和关断损耗，它们可以表示为（简化模型）：

系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性，折算成面积功率，系数就是0.5

• Vin是输入电压

• Io是输出电流

• fsw为开关频率

• tr 和 tf 是MOS管的上升时间和下降时间，分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间，可以近似看作米勒平台的持续时间。

影响开关损耗的其他因素：

• 米勒电容 (Cgd)

  ：MOS管的栅极和漏极之间的米勒电容会影响开关时间，进而影响开关损耗。

• 栅极电荷 (Qg)

  ：驱动MOS管所需的栅极电荷也会影响开关损耗。

• 开关频率 (fsw)

  ：更高的开关频率会导致更高的开关损耗，因为开关事件更频繁地发生。

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4. 米勒平台损耗（PMiller）：

        在MOS管的开关过程中，栅极和漏极之间存在一个寄生电容，通常称为米勒电容（Cgd）。当MOS管开始导通时，这个电容会被充电，直到栅源电压（Vgs）达到阈值电压（Vth），此时MOS管完全导通。在这个过程中，栅极（G极）电压会暂时停滞在一个平台上，这就是所谓的米勒平台。

图3.11 米勒平台

图3.12  MOS的寄生电容

寄生电容的叫法：

• Cgd（Crss）：

   栅极至漏极电容、米勒电容、反向传输电容、反馈电容；

• Cgs：

  栅极至源极电容、输入电容（某些情况下可被视为输入电容）；

• Cds：

  源极至漏极电容、输出电容（某些描述中被称为输出电容）、结电容；

• Ciss：

  输入电容，Ciss=Cgd+Cgs；

• Coss：

  输出电容，Coss=Cgd+Cds；

        由于米勒电容的存在，栅极电压的上升速度减慢，从而延长了开关时间。在这段时间内，MOS管处于部分导通状态，即在高阻抗和低阻抗状态之间。此时，电流可以通过MOS管，但由于MOS管并未完全导通，它仍然具有较高的导通电阻（Rds(on)），这会导致功率损耗。

米勒效应是什么？MOS管能避免米勒效应吗？-电子发烧友网

MOS管米勒效应详解_mos的米勒电容-CSDN博客

详解MOS管的米勒效应、开关损耗、导通损耗、续流损耗-电子发烧友网

米勒平台损耗——知乎

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5. 栅极驱动损耗（Pgs）：

        栅极驱动损耗（Pgs）是指在驱动MOSFET的栅极进行开关操作时所消耗的能量。栅极驱动损耗是由栅极电荷（Qg）的充放电过程中电流通过栅极驱动电路的电阻而产生的。

栅极驱动损耗可以通过下面的公式来计算：

• Vgs是栅极驱动电压

• Qg 为总驱动电量，可通过器件规格书查找得到

• fs为开关频率

影响栅极驱动损耗的因素：

1. 栅极电荷（Qg）

   ：栅极电荷与MOSFET的栅极电容有关，包括栅极至源极电容（Cgs）和栅极至漏极电容（Cgd）。更大的栅极电容意味着更多的栅极电荷需要在开关过程中充放电，从而导致更高的栅极驱动损耗。

2. 开关频率（fs）

   ：高频开关应用中，开关周期更快，栅极驱动损耗会相应增加，因为栅极电荷的充放电过程更频繁。

3. 栅极驱动电压（Vgs）

   ：更高的栅极驱动电压意味着在栅极电荷充放电过程中，通过栅极驱动电路的电流更大，从而导致更大的功率损耗。

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6. 体内寄生二极管正向导通损耗Pd_f：

        寄生二极管正向导通损耗（Pd_f）指的是当MOSFET处于关断状态，但由于电路拓扑的原因，二极管被正向偏置而导通时，电流流过二极管所产生的功率损耗。这种损耗通常发生在以下两种情况：

1. 续流路径： 在开关电源或电机驱动等应用中，当MOSFET关断时，寄生二极管可以为电路中的电感提供一个续流路径。在电感电流通过二极管时，由于二极管的正向压降（Vf），会在二极管上产生损耗。

2. 整流作用： 在某些拓扑结构中，如半桥或全桥转换器，当一个MOSFET关断时，另一个MOSFET的体二极管可能会被用来整流回路中的电流，这同样会导致正向导通损耗。

正向导通损耗可以通过下面的公式计算：

• If是通过二极管的正向电流

• Vf是二极管的正向压降；实际应用中，Vf可能会随着电流的增加而略有增加。

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7. 体内寄生二极管反向恢复时间损耗Pd_recover：

        当MOSFET用作开关器件时，尤其是在高速开关电源中，体二极管的反向恢复特性会对电路的性能产生显著影响，特别是产生所谓的反向恢复损耗（Reverse Recovery Losses）。

1）反向恢复过程：

        当体二极管正向导通后突然反向偏置时，不会立即阻止电流流动，因为二极管内部存储了一些电荷。在反向偏置初期，体二极管会继续导通一段时间，形成反向恢复电流。这个过程称为反向恢复过程，它包括两个阶段：

1. 存储电荷释放：

   这是由于正向导通期间积累的电荷需要时间来重新组合和清除。

2. 势垒建立：

   在电荷释放之后，二极管的PN结需要时间来重新建立其势垒，从而阻止反向电流。

2）反向恢复损耗：

        反向恢复损耗发生在二极管从正向导通状态转换到反向阻断状态的过程中。在反向恢复期间，二极管同时承受反向电压和反向电流，这导致能量在二极管中以热的形式耗散，即产生了损耗。反向恢复损耗可以用下面的公式计算：

• Vdr是二极管反向电压。

• Qrr是二极管的反向恢复电荷。

• fs是开关频率。

3）存在的影响：

        反向恢复损耗会降低开关电源的效率，增加发热，有时还会引起EMI（电磁干扰）问题。在高频应用中，反向恢复损耗可能成为总损耗中的主要部分，因此在设计中需要特别注意。

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3.2 降低损耗的方法

1、减少导通损耗的方法：

1. 选择低导通电阻的MOS管

   ：选择具有较低Rds(on)的MOS管可以显著降低导通损耗。

2. 散热设计

   ：温度升高会导致导通电阻增大，良好的散热设计有助于维持较低的温度，从而减少导通电阻。

3. 电流管理

   ：通过限制或调节通过MOS管的电流，可以减少导通损耗。

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2、减少截止损耗的方法：

1. 选择低漏电流的MOS管

   ：选择具有更低漏电流规格的MOS管可以减少截止状态下的损耗。

2. 使用适当的偏置电压

   ：确保栅源电压 (Vgs) 低于阈值电压 (Vth) 以确保MOS管完全截止。

3. 使用更高级别的封装

   ：某些封装技术可以更好地隔离漏极和源极，从而减少漏电流。

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3、减少开关损耗的方法：

1. 提高开关速度

   ：通过减小栅极电阻 (Rg) 或使用高性能驱动器，可以减少开关时间，从而降低开关损耗。

2. 选择合适的MOS管

   ：选择具有较低米勒电容 (Cgd) 和栅极电荷 (Qg) 的MOS管。

3. 优化电路设计

   ：使用适当的布局和布线技术以减少寄生元件的影响。

4. 采用软开关技术

   ：通过使用零电压开关 (ZVS) 或零电流开关 (ZCS) 技术，可以在没有电压或电流的情况下进行开关操作，从而显著降低开关损耗。

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4、减少米勒平台损耗的方法：

• 降低栅极电阻 (Rg)

  ：减少栅极驱动电阻可以加快栅极电容的充电/放电速率，缩短米勒平台时间。

• 选用低米勒电容的MOS管

  ：选择米勒电容Cgd较小的MOS管可以减少米勒平台时间，从而降低损耗。

• 使用适当的驱动电路

  ：设计良好的驱动电路可以提供足够的电流来快速充电和放电米勒电容。

• 优化开关波形

  ：通过控制开关波形，例如使用斜坡控制或者软开关技术，可以减少米勒平台的影响。

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5、减少栅极驱动损耗的方法：

1. 优化栅极驱动电路

   ：减小栅极驱动电路的输出阻抗和外部栅极电阻，以减少电流通过这些阻抗时的功率损耗。

2. 选择低Qg的MOSFET

   ：选择栅极电荷较低的MOSFET，特别是在高频应用中，这可以减少每次开关操作的栅极驱动损耗。

3. 降低开关频率

   ：虽然这可能会影响电路的动态性能，但在某些情况下，降低开关频率可以显著减少栅极驱动损耗。

4. 使用软开关技术

   ：软开关技术，如零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS），可以减少开关瞬态，从而减少栅极驱动损耗。

6、减少寄生二极管正向导通损耗的方法：

1. 使用肖特基二极管

   ：肖特基二极管具有比传统PN结二极管更低的正向压降，因此在需要低正向压降的场合，可以选择带有内置肖特基二极管的MOSFET或并联一个肖特基二极管。

2. 同步整流

   ：在一些开关模式电源中，可以使用另一只MOSFET来代替体二极管进行续流，这种方法称为同步整流。由于MOSFET的导通电阻远小于二极管的正向压降，因此可以大大减少损耗。

3. 优化电路设计

   ：通过改进电路设计，比如使用软开关技术，可以减少二极管导通的时间，从而降低损耗。

7、减少体二极管的反向恢复损耗的方法：

1. 选择体二极管特性良好的MOSFET

   ：某些MOSFET的设计会专门优化体二极管的反向恢复特性，减少QRR。

2. 使用肖特基二极管

   ：肖特基二极管没有存储电荷，所以没有反向恢复过程，适用于要求快速开关的场合。

3. 同步整流

   ：在一些电路设计中，可以使用另一个MOSFET替代体二极管的功能，这种方法称为同步整流，可以大大减少反向恢复损耗。

4. 电路设计优化

   ：通过优化电路设计，例如使用零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）技术，可以减少开关过程中的反向恢复损耗。

   十二、MOS管判别

• 以下图封装的MOS管为例说明，除了SOT-23 封装，只要是这种类型3脚的封装，

  那么他的G、D、S一定是按照下图所示的方向定义的（有错误请指出）：

  
  重要：如果用测量之前将MOS的3个极短接，泄放MOS管内部电荷，确保MOS截止！！！

  判别是NMOS 还是 PMOS 以及MOS管好坏。

  将万用表调至二极管档，将红表笔接在MOS的S极，黑表笔接在D极，
  如果这时候万用表显示0.4V~0.9V（二极管特性，不同MOS管有一定差异）电压值，说明这很可能是一个 NMOS；如果没有读数，说明这很可能是一个PMOS，

  为什么说很可能是，因为得考虑到一种情况，MOS管D和S已经击穿损坏或者是寄生二极管开路损坏。

  所以只需要将上面的红黑表笔返回来再测试一遍，如果情况相反，那么就能够判断是 NMOS 还是PMOS。

  如果上面操作万用表都显示一定的电压值，代表MOS管D和S已经击穿损坏。

  如果上面操作万用表都显示1，代表MOS管寄生二极管开路损坏。

  将万用表调至蜂鸣器档或者电阻档，将红表笔接在MOS的G极，黑表笔接在S极，蜂鸣器不会响，GS阻抗比较大，代表GS没有击穿损坏。
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