反激式转换器 RCD 缓冲电路设计

一、组成部分

       激式转换器其核心部件包括开关（MOSFET），变压器，二极管和电容。开关由脉冲宽度调制（PWM）控制，通过闭合与导通在变压器两端产生高频方波信号。变压器将产生的方波信号以磁场感应的方式传递到次级线圈。通过二极管和电容的滤波整流作用，在输出端得到稳定的直流输出。

二、工作原理

        反激式转换器的工作分为两个阶段，开关闭合和开关断开阶段。

        在开关闭合阶段，变压器的初级线圈直接连接在输入电压上。初级线圈中的电流和变压器磁芯中的磁场增加，在磁芯中储存能量。在次级线圈中产生的电压是反向的，使得二极管处于反偏状态而不能导通。此时，由电容向负载提供电压和电流。

        在tON期间，MOSFET处于导通状态，电流从输入端流经原边电感器并对耦合电感器进行线性充电。

        在开关断开阶段，初级线圈中的电流为0。同时磁芯中的磁场开始下降，在次级线圈上感应出正向电压。此时二极管处于正偏状态，导通的电流流入电容和负载。磁芯中存储的能量转移至电容和负载中。

        在tOFF期间, MOSFET处于关断状态，耦合电感器开始通过二极管去磁。来自电感器的电流为输出电容器充电并为负载供电。

三、重要参数

在反激式转换器中重要参数的计算公式如下 ：

Vin	D	f	Lp	Np	Ns	Pout	Vfb
输入电压	占空比	开关频率	初级线圈电感	初级线圈圈数	次级线圈圈数	输出功率	反激电压

四、前言

反激式转换器拓扑源自一个升降压转换器，将滤波电感替换为耦合电感，如带有气隙的磁芯变压器。当主开关导通时，能量以磁通形式存储在变压器中，并在主开关关断时传输至输出。由于变压器需要在主开关导通期间存储能量，磁芯应该开有气隙。因为反激式转换器所需元件很少，因此该拓扑非常合适中低功率应用，如电池充电器、适配器和DVD播放器。

                  

         图中显示在连续导通模式 (CCM) 和不连续导通模式 (DCM) 下运行的反激式转换器，其中包含几个寄生元件，如初级和次级漏电感、MOSFET 的输出电容和次级二极管的结电容。

        当 MOSFET 关断时，初级电流 (id) 在 短时间内为 MOSFET 的 COSS 充电。当 COSS (Vds) 两端的电压超过输入电压及反射的输出电压之和 (Vin+nVo) 时，次级二极管导通，因此励磁电感 (Lm) 两端的电压被箝位至 nVo。

        因此，Llk1和COSS之间存在谐振，具有高频和高压浪涌。

        MOSFET 上过高的电压可能导致故障。在 CCM 运行模式下，次级二极管保持导通直至 MOSFET 栅极导通。当 MOSFET 导通时，次级二极管的反向恢复电流被添加至初级电流，因此在导通瞬间初级电流上出现较大的电流浪涌。同时，由于在 DCM 模式下次级电流在一个开关周期结束前干涸， Lm 和 MOSFET的COSS 之间存在谐振。

五、缓冲电路设计

        通过添加一个额外的电路，将由于 Llk1和 COSS之间的谐振产生的过高电压压制到一个可接受的电平，从而保护主开关。

        图中显示 RCD 缓冲电路及其主要波形。当 Vds 超过 Vin+nVo 时，RCD 缓冲电路通过导通缓 冲二极管 (Dsn) 吸收漏电感中的电流。

        假定缓冲电容足够大，以致其电压在一个开关周期内不会发生变化。 当 MOSFET 关断并且 Vds 被充电至 Vin+nVo 时，初级电流通过缓冲二极管 (Dsn) 流至 Csn。同时，次级二极管导通。因此，Llk1 两端的电压为 Vsn-nVo。isn的斜率如下所示：

        其中，isn 指流至缓冲电路的电流，Vsn指缓冲电容 Csn 两端的电压，n 指主变压器的匝比，Llk1指主变压器的漏电感。时间 ts可以表达为：

        其中，ipeak指初级峰值电流。 缓冲电容电压 (Vsn) 应该在最小输入电压和满载条件下 确定。一旦确定了 Vsn，最小输入电压和满载条件下缓冲 电路耗散的功率可以表达为：

        其中，fs指反激式转换器的开关频率。Vsn应该为 nVo的 2 至 2.5 倍。若 Vsn很小，可能导致缓冲电路中出现严 重的损耗，如上面方程式所示。

        另一方面，由于缓冲电阻 (Rsn) 消耗的功率为 Vsn2/Rsn， 电阻可由下式得出：

        应该根据功耗，选择缓冲电阻以及合适的额定功率。缓冲电容电压的最大纹波可由下式得出：

        通常，合理的纹波为 5-10%。因此，可采用上述方程式 计算缓冲电容。

        当转换器设计为 CCM 运行模式时，漏极峰值电流以及缓冲电容电压随输入电压增加而降低。最大输入电压和满载条件下的缓冲电容电压可由下式得出：

        其中，fs 指反激式转换器的开关频率，Llk1指初级端漏电感，n 指变压器匝比，Rsn指缓冲电阻，Ipeak2指最大输入电压和满载条件下的初级峰值电流。当转换器在最大输入电压和满载条件下以 CCM 模式运行时，Ipeak2 可由 下式得出：

        当转换器在最大输入电压和满载条件下以 DCM 模式运 行时，Ipeak2 可由下式得出：

         其中，Pin 指输入功率，Lm指变压器的励磁电感， VDCmax指整流后的最大直流输入电压。 验证在瞬变期间和稳态期间，Vds最大值分别低于 MOSFET 额定电压 (BVdss) 的 90% 和 80%。缓冲二极管的额定电压应该高于 BVdss。通常，在缓冲电路中采用额定电流为 1 A 的超快二极管。

        通过 TI 公司提供的资料显示了反激式转换器功率级和初级 MOSFET 电压波形。该转换器的工作原理是将能量存储在变压器的初级电感中，并在 MOSFET 关断时将能量释放到次级电感。

六、漏极钳位保护电路的设计

        对反激式开关电源而言，每当功率开关管（MOSFET）由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感（即漏磁产生的自感）而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠加在MOSFET的漏极上，很容易损坏MOSFET。为此，必须在增加漏极钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收。

        漏极钳位保护电路的设计
漏极钳位保护电路主要有以下4种设计方案：

        图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。

        ①利用瞬态电压抑制器TVS 和阻塞二极管 组成的TVS、VD型钳位电路，如（a）图所示。

        ②利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路，如（b）图所示。
        ③由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路，如（c）图所示。
        ④由稳压管（VDZ）、阻容吸收元件和阻塞二极管（快恢复二极管FRD）构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如（d）图所示。

        上述方案中以（c）的保护效果最佳，它能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，并且还增加了RC吸收回路。鉴于压敏电阻器（VSR） 的标称击穿电压值（U1nA）离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。

        阻塞二极管一般可采用快恢复或超快恢复二极管（肖特基二极管）。但有时也专门选择反向恢复时间较长的玻璃钝化整流管1N4005GP，其目的是使漏感能量能够得到恢复，以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快恢复二极管与普通硅整流管之间，但不得用普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。

        具体选择根据电路特性决定！

 七、AC-DC 转换器的缓冲电路

        电路是模拟谐振转换器，在MOSFET从ON到OFF的瞬间，为了抑制在变压器的一次侧发生的浪涌，附加了RCD缓冲电路。 缓冲电路通常由电阻、电容、快恢复二极管（FRD）构成，而在要求更高的保护性能时会将TVS二极管与R和C并联。附加TVS 二极管可将瞬态噪音尖峰钳位住，需确认MOSFET的开关波形后决定是否使用。在该部分施加的电压比1个TVS二极管的钳位电 压VCL高的情况下，可以将同型号的TVS二极管串联多个，使VCL之和比该部分施加的电压高，从而将瞬态电压钳位住。
         

        此电路充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲的优点，并且通过RC吸收回路。

        1、设计实例

        采用由瞬态电压抑制器TVS（亦称钳位二极管）、阻容吸收元件（钳位电容C和钳位电阻R 1）、阻尼电阻（R2）和阻塞二极管（快恢复二极管）构成的VDZ、R、C、VD型漏极钳位保护电路，如下图所示。

        选择TOPswitch-HX系列TOP258P芯片，开关频率 f = 132kHz，u=85~265V，两路输出分别为UO1（+12V、2A）、UO2（+5V、2.2A）。PO=35W，漏极峰值电流IP=I LIMIT=1.65A。实测高频变压器的一次侧漏感L0=20μH。

        2、设计要点及步骤

（1）选择钳位二极管

        采用P6KE200型瞬态电压抑制器（TVS），钳位电压UB=200V。

（2）确定钳位电压的最大值UQ（max）

        令一次侧感应电压（亦称二次侧反射电压）为UOR ，要求：1.5UOR≤UQ（max）≤200V；
实际可取UQ（max）=UB=200V.

（3）计算最大允许漏极电压UD（max）

        为安全起见，UD （ max）至少应比漏-源极击穿电压留出余量。

        这其中还考虑到P6KE200具有0.108%/℃的温度系数，当环境温度TA=25℃时，UB=200V;当TA=100℃时，UB=200V×［（1+0.108）%/℃］×100℃=221.6V，可升高21.6V。

（4）计算钳位电路的纹波电压。
        URI = 0.1UQ（max）= 0.1UB = 0.1×200V = 20V
（5）确定钳位电压的最小值U Q（min）
        UQ（min） = UQ（max）- URI = UB-0.1UB = 90%UB=180V
（6）计算钳位电路的平均电压。

（7）计算在一次侧漏感上存储的能量EL0

（8）计算被钳位电路吸收的能量EQ

        当1.5W≤PO≤50W时，EQ=0.8EL0=0.8×27.2μJ=21.8μJ
        注意：当PO>50W时，EQ=EL0=27.2μJ。当PO<1.5W时，不要求使用钳位电路。

（9）计算钳位电阻R1

（10）计算钳位电容C

（11）选择钳位电容和钳位电阻。
        令由R1、C确定的时间常数为τ：

        这表明R1、C 的时间常数与开关周期有关，在数值上它就等于开关周期的9.47倍。当f=132kHz时，开关周期T=7.5μs，τ=9.47×7.5μs=71.0μs.
        实取钳位电阻R1=15 kΩ，钳位电容C =4.7nF。此时τ=70.5μs.

        当钳位保护电路工作时，R1上的功耗为：

        考虑到钳位保护电路仅在功率开关管关断所对应的半个周期内工作，R1的实际功耗大约为1.2W（假定占空比为50%），因此可选用额定功率为2W的电阻。
        令一次侧直流高压为UI（max）。钳位电容的耐压值UC > 1.5UQ（max）+ UI（max）=1.5×200V+265V×=674V。实际C的耐压值取1kV。

（12）选择阻塞二极管VD

        要求反向耐压UBR ≥ 1.5UQ（max） =300V
        采用快恢复二极管FR106（1A/800V，正向峰值电流可达30A）。要求其正向峰值电流远大于IP（这里为30A>1.65A）。
        说明：这里采用快恢复二极管而不使用超快恢复二极管，目的是配合阻尼电阻R2，将部分漏感能量传输到二次侧，以提高电源效率。

（13）计算阻尼电阻R2

        有时为了提高开关电源的效率，还在阻塞二极管上面串联一只低阻值的阻尼电阻R2。在R2与漏极分布电容的共同作用下，可使漏感所产生尖峰电压的起始部分保留下来并产生衰减振荡，而不被RC电路吸收掉。通常将这种衰减振荡的电压称作振铃电压，由于振铃电压就叠加在感应电压U OR上，因此可被高频变压器传输到二次侧。
        阻尼电阻应满足以下条件：

即：

实取20Ω/2W的电阻。

文章用于学习参考，如有侵权联系删除！

内容来源于网络，如有侵权联系删除！

内容来源于网络，如有侵权联系删除！